Vervormingsarme 6C33 SE versterker!

[Rene_Nhz]

Erg mooi resultaat .

Hoe ziet de vervorming eruit gezien over de frequentie band bij 1 en 10 watt?

Al geprobeerd de vervorming te meten met luidspreker als belasting? Dat ging in een van eerdere onderzoeken niet helemaal lekker?

[SSassen]

Erg mooi resultaat .

Hoe ziet de vervorming eruit gezien over de frequentie band bij 1 en 10 watt?

Al geprobeerd de vervorming te meten met luidspreker als belasting? Dat ging in een van eerdere onderzoeken niet helemaal lekker?

Dank je! Ik zal morgen nog wat metingen posten, ook met een luidspreker als belasting. Deze metingen verschillen overigens nauwelijks van de metingen met dummyload, het hoe en waarom dit eerder wel het geval was heb ik bekeken en nader onderzocht in een eerdere reactie.

[Ah!buis]

Schiet mooi op hier, lijkt een eind in zicht te komen
Die veranderingen van R4 naar 82k of 100k heb ik in het begin ook overwogen. Voordeel van een grotere waarde is meer uitstuurruimte en ook meer versterking van de cascode, nadeel is meer verlies in het hoog en dan ook meer vervorming. Die 68k was een goed gemiddelde volgens m'n duim
Wel vraag ik me af hoe het met de vervorming zit in het laag (onder zeg 50Hz) wegens de, volgens mij, te kleine C3 van maar 100nF.
Anne

[SSassen]

@Anne,

Fijn dat je er weer bent! Vervorming met de Ogonowski (8H primair) is prima <50Hz, met de Indel (3.5Hz) een stuk slechter, maar dat was te verwachten. Overigens is er wel iets vreemds met de Ogonowski trafo, als ik namelijk de 4 Ohm wikkeling gebruik en een 4 of 8 Ohm belasting aansluit dan gaat het helemaal mis, ik zal morgen nog eens in detail kijken. De Indel met 1130 Ohm primair en 8 Ohm secundair doet het prima met 4 of 8 Ohm als belasting.

[SSassen]

Okay, omdat ik toch wat twijfels had bij de diverse uitgangstransformatoren heb ik ze allemaal maar eens gemeten en eens gekeken wat voor vlees we nu exact in de kuip hebben, dus deze post is vooral ter leering ende vermaeck om het maar op z'n oer-Hollands te zeggen. Ik heb de zelfinductie van zowel de primaire als de secundaire wikkelingen gemeten, de transformatieverhouding N en uiteraard de gelijkstroomweerstand van de wikkelingen. Daarnaast heb ik gekeken naar de parasitaire parameters van de trafo, ook niet onbelangrijk, dus ik zal dat even kort uitleggen aan de hand van onderstaand model van de transformator:

Principe schema transformator met parasitaire parameters

Ls-total - Parasitaire zelfinductie
Da's het deel van de wikkeling dat niet (volledig) in de kern ligt en dus niet meedoet met de transformatie pri>sec. Dit wordt bepaald door de secundaire wikkeling kort te sluiten en de primaire wikkeling te meten.

Cww - Parasitaire capaciteit tussen Pri-Sec
Da's de capaciteit tussen de primaire en de secundaire winding, eenvoudig te meten door de primaire en secundaire winding individueel kort te sluiten en dan de capaciteit ertussen te meten.

Cw-pri, Cw-sec - Parasitaire capaciteit van Pri-Sec
Dit zijn de individuele parasitaire capaciteiten van de individuele wikkelingen, die zijn het makkelijkst te meten met een VNA (vector network analyzer), die heb ik echter niet voor dit frequentiebereik, dus moet nog even kijken hoe ik dit het beste kan bepalen.

De rest van de parameters liggen, neem ik aan, voor de hand, Rdc-pri en Rdc-sec zijn de gelijkstroomweerstanden van de wikkelingen Lp, primair, en Ls, secundair en zijn dezelfde parameters die je meestal ook in een datasheet zult terugvinden. Uiteraard heb ik ze hier opnieuw bepaald, want datasheets zijn prima, maar zelf nameten ter verificatie is natuurlijk beter.

Ik ga de zelfinductie bepalen met een 50Hz laagspanningstrafo, een 10 Ohm weerstand in serie met de secundaire wikkeling van de laagspanningstrafo en een digitale multimeter. Voor deze zelfinductie volgt namelijk met Xpri de secundaire spanning gedeeld door de stroom door de uitgangstransformator die volgt uit het voltage over de 10 Ohm weerstand, pi=3.14159265359 en f=50(Hz).

Lpri=Xpri/2*pi*f

***Indel TGL20/003 - 1130 Ohm - 8 Ohm***
Eerst maar eens kijken naar deze zeer betaalbare transformator die, ondanks z'n prijs, prima presteert >50Hz.

Voltage primair: 35.22V
Voltage over 10R weerstand: 0.359V

Lpri=Xpri/2*pi*f

Xpri=35.22/(0.359/10)
Xpri=981.1

Lpri=981.1/2*3.14159265359*50
Lpri=981.1/314.2
Lpri=3.12H

Met 35.22V primair meet ik secundair 2.965V, de transformatieverhouding N is dus: 11.88.

Uit L1/L2=(N1/N2)^2 volgt dan:

L1=3.12
N1=11.88
N2=1

3.12/L2=(11.88/1)^2
3.12/L2=141.13
3.12/141.13=L2
L2=0.022H

De TGL20/003 heeft dus de volgende specificaties:

Lpri=3.12H
Rdc-pri=18.45R
Lsec=0.022H
Rdc-sec=0.208R
N=11.88
Cww=3.17nF
Ls-total=1.27mH

***Ogonowski LO SE50-1 - 600 Ohm 4-8 Ohm***

Voltage primar: 35.31V
Voltage over 10R weerstand: 0.079V

Lpri=Xpri/2*pi*f

Xpri=35.31/(0.079/10)
Xpri=4470

Lpri=4470/2*3.14159265359*50
Lpri=4470/314.2
Lpri=14.2H

Met 35.31V primair meet ik secundair 4.110V op de 8 Ohm wikkeling, de transformatieverhouding N is hier dus: 8.59, op de 4 Ohm wikkeling meet ik 2.933V, de transformatieverhouding N is hier dus: 12.03.

Uit L1/L2=(N1/N2)^2 volgt dan voor de 8 Ohm wikkeling:

L1=14.2
N1=12.03
N2=1

14.2/L2=(12.03/1)^2
14.2/L2=144.72
14.2/144.72=L2
L2=0.098H - 8 Ohm

Uit L1/L2=(N1/N2)^2 volgt dan voor de 4 Ohm wikkeling:

L1=14.2
N1=8.59
N2=1

14.2/L2=(8.59/1)^2
14.2/L2=73.79
14.2/73.79=L2
L2=0.192H - 4 Ohm

De Ogonowski LO SE50-1 heeft dus de volgende specificaties:

Lpri=14.2H
Rdc-pri=40.85R
Lsec-8 Ohm=0.098H
Lsec-4 Ohm=0.192H
Rdc-sec-8 Ohm=1.19R
Rdc-sec-4 Ohm=0.857R
N-8 Ohm=12.03
N-4 Ohm=8.59
Cww=7.53nF
Ls-total=2.64mH

[Ah!buis]

Die Indel cijfers zijn maar raar. Zo'n dikke trafo en dan zo weinig zelfinduktie.
Zouden ze, per vergissing, de vulling voor de "lucht"spleet te dik hebben genomen ?
Misschien 's zien of de verzadiging erg hoog ligt. Als dat zo is wordt het lastig meten, de gelijkstroom komt dan ver boven de veilige waarde.
Anne

[SSassen]

Die Indel cijfers zijn maar raar. Zo'n dikke trafo en dan zo weinig zelfinduktie.
Zouden ze, per vergissing, de vulling voor de "lucht"spleet te dik hebben genomen ?
Misschien 's zien of de verzadiging erg hoog ligt. Als dat zo is wordt het lastig meten, de gelijkstroom komt dan ver boven de veilige waarde.
Anne

Hoe kan ik de verzadiging het beste meten? Dan kan ik daar maandag even naar kijken. Ik zal trouwens maandag ook de andere twee transformatoren nog even op dezelfde manier meten, de luxe eBay trafo en de Hammond.

[Ah!buis]

Tja, heb ik nog nooit gedaan.
Zou zeggen een regelbare stroombron met bijv een dikke transistor (of mosfet). 1Ω aan de emitter (source) om de stroom te meten en de basis (gate) regelbaar tot 1,5V (3V) voor max een kleine 1A stroom. Dan zeg 12V= met daarop de stroombron, collector (drain) aan trafo. Dan wisselstroom door de trafo, om er ong 5V~ te krijgen, via een grote serieweerstand zodat de stroom niet (nauwelijks) verandert als de zelfinduktie inzakt.
Zodra de spanning op de trafo zakt is de verzadiging bereikt.
Maar er zijn vermoedelijk nog wel andere (eenvoudiger) methodes ?
Anne

[Ah!buis]

Diee 12V= voor de stroom is wel te laag bedenk ik achteraf. Het verlies door de gelijkstroomweerstand van de wikkeling vraagt extra spanning. Voor het meten tot 1A is dat goed 18V erbij voor de Indel.
En een vrijloop diode over de trafo om de transistor niet te beschadigen bij een onderbreking.
Ook best een drukknopje om de stroom in te schakelen, langere tijd hoge stroom zou de trafowikkeling wel's kunnen verbranden.
Andere manier zou zijn een wisselspanning erop en verhogen totdat de stroom meer dan evenredig toeneemt.Dan hebben de toppen van de sinus de verzadigingsstroom bereikt.
Maar dan heb je wel een heel hoge spanning nodig of een veel lager frequentie dan 50Hz.
Anne

[SSassen]

Okay, vandaag even verder stoeien met een verzameling uitgangstrafo's. Ik wilde eerst eens kijken naar Cw-pri en Cw-sec, de parasitaire capaciteit van de primaire en secundaire wikkelingen, dus NIET de parasitaire capaciteit tussen de primaire en secundaire wikkeling, maar de parasitaire (wikkel)capacitiet van de individuele wikkelingen.

Nu had ik bedacht dat om b.v. de parasitaire capaciteit van de primaire wikkeling te meten ik de secundaire wikkeling kortsluit en dan in serie met de primaire wikkeling een pF condensator zet waarvan ik de waarde ken. De parasitaire capaciteit van de wikkeling zou nu eenvoudig moeten volgen uit:

1/Cserie=1/Cw-pri+1/C

Met Cserie=gemeten capaciteit van de vaste condensator met de wikkeling in serie. Cw-pri de parasitaire capaciteit van de primaire wikkeling en C de vaste condensator waarvan de waarde bekend is.

Nu heb ik een LCR brug (een nette R&S) die tot 200kHz kan meten, als ik deze meting op 200kHz doe rolt er het volgende uit, in pF bij 200kHz met C een 47pF Wima FKP condensator:

1/Cserie=1/Cw-pri+1/C
1/44.6=1/Cw-pri+1/49.3
0.0224=1/Cw-pri+0.0203
1/Cw-pri=0.0021
Cw-pri=476pF

Nu lijkt mij dat wat aan de hoge kant? Ik had iets rond de 5pF verwacht. Als ik nu de meting wederom doe, bij 10kHz met C een 47pF Wima FKP condensator rolt er het volgende uit:

1/Cserie=1/Cw-pri+1/C
1/48.7=1/Cw-pri+1/49.0
0.0205=1/Cw-pri+0.0204
1/Cw-pri=0.0001
Cw-pri=10000pF > 10nF

Een dergelijke hoge waarde lijkt mij niet waarschijnlijk, dus kennelijk is de test methode die ik verzonnen heb niet geschikt om op deze, eenvoudige, manier de parasitaire capaciteit van de wikkelingen te bepalen? Iemand al eens met deze materie gestoeid?

[Ah!buis]

Nee, nooit gedaan.
Maar je hebt de zelfinduktie al gevonden, dan is 't gewoon de resonantie frequentie vinden (max impedantie) om de capaciteit te kennen zou ik zeggen.
Anne

[SSassen]

Nee, nooit gedaan.
Maar je hebt de zelfinduktie al gevonden, dan is 't gewoon de resonantie frequentie vinden (max impedantie) om de capaciteit te kennen zou ik zeggen.
Anne

Ja, kan ook, toongenerator eraan met 10 Ohm serieweerstand en als de spanning over de weerstand dan scherp stijgt of daalt heb ik de resonantiefrequentie gevonden, da's eenvoudig te meten op die manier.

Vandaag ben ik ook nog even eigenwijs geweest en heb de voortrap opgebouwd met een EF86 ipv. de ECC83, helaas gaf dat geen verbetering ondanks de hogere versterking die de EF86 bood, kennelijk was de 22K/47K van de tweede trap toch te laag wat impedantie betreft zodat netto de vervorming toch weer hoger was, maar goed, die optie kunnen we ook afstrepen.

[SSassen]

Goed, ik denk dat we deze kunnen afronden wat ontwerp betreft. Onderstaand het schema waarmee ik geëindigd ben, met daarin de volgende wijzigingen, met een * gemarkeerde voltages zijn uiteraard weer de gemeten voltages in het prototype. De metingen zijn gedaan met de Indel TGL20/003 die een prima prijs/prestatie vertegenwoordigd, de metingen met de Ogonowski en de custom trafo zijn vergelijkbaar. De volgende stap is om alles netjes in een kast te monteren, tenminste mits Anne geen op- en of aanmerkingen of suggesties tot verbetering heeft?

1) R20, R14 van 4K7 naar 12K, dit ivm. een betere brom reductie.
2) R16 naar 12K ipv. 10K met 1K in serie, die 0.4dB extra versterking neem ik op de koop toe.
3) C14 toegevoegd omdat mét de cascode betere vervorming cijfers liet zien >1kHz.
4) DC gloei voor de ECC83 en de 12BH7 met twee 100R naar GND.
5) R23 en C13 toegevoegd om hiermee de fase voor HF in het gareel te krijgen.
6) Trafo gemodelleerd met alle gemeten waardes, ook parasitair.

6C33 SE 020 - Schema versterker

6C33 SE 020 - Schema voeding

6C33 SE 020 - THD tov. uitgangsvermogen 100Hz

6C33 SE 020 - THD tov. uitgangsvermogen 1kHz

6C33 SE 020 - THD tov. uitgangsvermogen 10kHz

6C33 SE 020 - Frequentie response

6C33 SE 020 - THD tov. frequentie 1W/8R

6C33 SE 020 - THD tov. frequentie 5W/8R

6C33 SE 020 - THD tov. frequentie 8W/8R

[Ah!buis]

De volgende stap is om alles netjes in een kast te monteren, tenminste mits Anne geen op- en of aanmerkingen of suggesties tot verbetering heeft?

Er zijn nog wel wat eigenaardigheden, maar zal niet op alle slakken zout leggen ofwel spijkers op laag water zoeken
Alleen die oplopende vervorming in 't laag.Komt deels door de Indel maar vermoedelijk ook door de kleine waarde van C2 (voorheen C3). Omdat het enkel is om een rooster aan te sturen (zonder Miller door de cascode) kunnen R10 en R13 ook een stuk groter.
Had ook beter uitgepakt met de EF86 die dan minder belast wordt.
Anne

[SSassen]

De volgende stap is om alles netjes in een kast te monteren, tenminste mits Anne geen op- en of aanmerkingen of suggesties tot verbetering heeft?

Er zijn nog wel wat eigenaardigheden, maar zal niet op alle slakken zout leggen ofwel spijkers op laag water zoeken
Alleen die oplopende vervorming in 't laag.Komt deels door de Indel maar vermoedelijk ook door de kleine waarde van C2 (voorheen C3). Omdat het enkel is om een rooster aan te sturen (zonder Miller door de cascode) kunnen R10 en R13 ook een stuk groter.
Had ook beter uitgepakt met de EF86 die dan minder belast wordt.
Anne

Oh, hou je niet in hoor, ik kan wel tegen een stootje en de 6C33 ook! Zolang je je commentaar onderbouwt is het niet alleen valide maar ook nog 'ns leerzaam!

Die oplopende vervorming in het laag zie je alleen bij de Indel en minimaal een fator 10x minder bij de andere trafo's en is mijns inziens puur een gevolg van de lage zelfinductie. Als ik de 100N (C2) koppelcondensator vergroot lopen we weer tegen het probleem aan dat de versterker in een LF oscillatie schiet, maar ik kan zeker wel even kijken of het schalen van R10, R13 effect heeft, ben alleen bang dat we dan C2 weer in waarde moeten verlagen. Ik weet niet of die EF86 veel effect gaat sorteren, gisteren mee gespeeld en het was minimaal een factor 10x slechter kwa vervorming.

[SSassen]

... maar vermoedelijk ook door de kleine waarde van C2 (voorheen C3). Omdat het enkel is om een rooster aan te sturen (zonder Miller door de cascode) kunnen R10 en R13 ook een stuk groter.

Zie afbeelding hieronder met twee metingen over elkaar heen gelegd, de eerste (1) met R10=47K en R13=22K, de tweede (2) met R10=100K en R13=47K, de eerste meting geeft nét iets betere prestaties, dus volgens mij is daarmee de keuze voor R10=47K en R13=22K de juiste?

[SSassen]

En bij 100Hz gaat het mis met (2) R10=100K en R13=47K, zie hieronder, ik had hier al eerder naar gekeken en heb m'n aantekeningen er zojuist even bijgepakt en vorige keer ging dit ook al mis:

6C33 SE 020 - THD tov. uitgangsvermogen 100Hz - R10=100K en R13=47K

6C33 SE 020 - THD tov. uitgangsvermogen 100Hz - R10=47K en R13=22K

[SSassen]

M'n beste Anne, de soldeerbout is op temperatuur, de versterker is opgewarmd, dus kom maar op met die spijkers op laag water of zoutige slakken, ik sta al klaar in de startblokken!

[SSassen]

Okay, zal ik dan maar een voorzetje geven? Ik zit nog even te kijken (luisteren) naar twee dingen:

1) Max. voltage tussen gloei en kathode van de 6C33, de datasheet specificeert +/-300V, echter in de huidige configuratie zweeft de gloei. Als ik kijk naar de lekstroom tussen de gloei en de kathode dan wordt die gespecificeerd als pakweg 150uA, da's niet niks en eigenlijk wilde ik hier wel iets mee doen. Gewoon het midden van de twee 3.15V gloeiwikkelingen die nu in serie staan en de gloei leveren voor de 6C33 aan GND knopen lijkt me niet de juiste weg, want dan staat er pakweg 400V tussen gloei en kathode. Dan maar een weerstandsdeler maken met een C en een serieweerstand vanaf de 610V naar de 360V, zodat de gloei ergens halverwege uitkomt kwa potentiaal?

2) Als er geen belasting is aangesloten op de uitgang staat de 6C33 hoorbaar te reutelen, dus iets oscilleert. Met een 1K weerstand over de secundaire wikkeling is dit weg bij de Indel trafo, idem voor de Ogonowski. De luxe custom gewikkelde trafo gedraagt zich voorbeeldig zolang er een dummy load is aangesloten, maar ontkoppel de belasting en de spanning over de 180R kathode weerstand schiet omhoog (en daarmee dus de stroom door de 6C33), idem voor wanneer er een luidspreker is aangesloten, dit laatste in combinatie met een hoop ruis, brom en gespetter uit de luidspreker. Ik probeer dit te begrijpen, maar heb er geen verklaring, en in het verlengde daarvan, of oplossing voor weten te vinden?

Datasheet 6C33

6C33C-B-6S33S-VExtendedDatasheetMB.pdf

(76.45 KiB) 227 keer gedownload

[SSassen]

Wat 1) betreft is het antwoord natuurlijk voor de hand liggend, met de gloei op hetzelfde potentiaal als de kathode kan er ook geen stroom lopen, dus simpelweg het midden tussen de twee gloeiwikkelingen aan de kathode van de 6C33 knopen.

***UPDATE 5 min later***

Ha! We hadden de kathode al aan één kant van de gloei geknoopt merk ik op nadat ik de voet voor de 6C33 naloop, dus deze vraag kunnen we afstrepen. Moet eerlijkshalve wel even mijzelf een tik op de vingers geven want dit stond niet in mijn aantekeningen, foei Sander, foei!

[Ah!buis]

M'n beste Anne, de soldeerbout is op temperatuur, de versterker is opgewarmd, dus kom maar op met die spijkers op laag water of zoutige slakken, ik sta al klaar in de startblokken!

Nou, toe dan maar, enkele kleinigheden.
Die C14 zo aan 't rooster maakt de R9 stopweerstand nutteloos.
Wat is de bedoeling van C12 ? Zit eigenlijk parallel aan de dikke C1.
Gelijkgerichte 6,3V~ levert meer dan 6,3V=, nog nagezien of de gloei voor ECC & BH niet te hoog is ?
Wat dat rare gedrag van de UGTs met/zonder belasting betreft, lastig geval.Eerst 's zien wat het doet zonder de tegenkoppelingen (twee). Want is het de versterker of enkel de eindtrap die dat doet.
Anne

[SSassen]

Die C14 zo aan 't rooster maakt de R9 stopweerstand nutteloos.

Okay, dan is het dus puur een extra RC, gek, want die extra RC maakt kennelijk toch wel een verschil?

Wat is de bedoeling van C12 ? Zit eigenlijk parallel aan de dikke C1.

Da's de parasitaire capaciteit van de trafo, idem voor de spoel in serie met de primaire wikkeling.

Gelijkgerichte 6,3V~ levert meer dan 6,3V=, nog nagezien of de gloei voor ECC & BH niet te hoog is ?

DC gloei voor de ECC+BH is 13V, da's iets meer dan de 12.6V die normaal gebruikelijk is, lijkt mij geen probleem? De 6C33 heeft AC gloei (2x3.15V in serie).

Wat dat rare gedrag van de UGTs met/zonder belasting betreft, lastig geval.Eerst 's zien wat het doet zonder de tegenkoppelingen (twee). Want is het de versterker of enkel de eindtrap die dat doet.

Zal straks eens kijken, ik vermoed de voortrap.

[Ah!buis]

Die C14 zo aan 't rooster maakt de R9 stopweerstand nutteloos.

Okay, dan is het dus puur een extra RC, gek, want die extra RC maakt kennelijk toch wel een verschil?

Misschien is de stopweerstand wat groot, 1k ipv 4k7 ?

Wat is de bedoeling van C12 ? Zit eigenlijk parallel aan de dikke C1.

Da's de parasitaire capaciteit van de trafo, idem voor de spoel in serie met de primaire wikkeling.

Had ik kunnen weten, niet gewend het zo te zien.

DC gloei voor de ECC+BH is 13V, da's iets meer dan de 12.6V die normaal gebruikelijk is, lijkt mij geen probleem?

Maar even PSUD2 erop losgelaten. Die geeft bijna 15Vrms bij 0,5A (2x 100Ω erbij).
Anne

[SSassen]

Okay, het gedrag wat de versterker laat zien met de luxe custom gewikkelde transformator is nu ook onder controle. Ik had het vermoeden dat de cascode rondom de 12BH7 roet in het eten gooide en dat bleek inderdaad het geval. Met een 4.7pF condensator (C14) tussen de anode van de bovenste triode en het rooster van de onderste is dit gedrag onder controle en is de versterker onvoorwaardelijk stabiel, wat er ook op de uitgang wordt aangesloten en zelfs met de ECC99 ipv. de 12BH7 wat voorheen echt geen optie was.

6C33 SE 021 - schema

[SSassen]

Misschien is de stopweerstand wat groot, 1k ipv 4k7?

Ik heb alle opties, geen stopweerstand, een 1K of een 4K7 stopweerstand, even geprobeerd en de metingen vergeleken. Dan geeft 4K7 zonder 100nF erachter geeft het beste resultaat, dus dat wordt 'm.

Maar even PSUD2 erop losgelaten. Die geeft bijna 15Vrms bij 0,5A (2x 100Ω erbij).

Nee, ik bedoelde met die 13V de gelijkgerichte spanning (DC) gemeten over de voet van de ECC of BH, die is 13V na een paar minuten. Normaal is dat 12.6V AC of DC, dus met 13V zit ik op 13/12.6x100=103%, dus 3% meer, dat lijkt mij geen enkel probleem.