Sneak-preview, superlatieve klasse-A

[SSassen]

Overigens is het concept thermische vervorming vrij dramatisch te zien bij eindversterker IC's, zoals bv. de bekende LM3875, omdat door modulatie van Vbe door de chiptemperatuur er veel meer transistors in hun instelpunt verschuiven dan alleen de eindtransistoren, hier zitten ze immers allemaal samengepakt op een paar vierkante mm en beïnvloedt de stijging in temperatuur niet alleen de eindtransistoren.

Met vriendelijke groet,

Sander Sassen
http://www.hardwareanalysis.com

[Pjotr]

Kun je daar wat grondiger studies over laten zien die dat "dramatische" effect onderbouwen Sander? Meen mij te herinneren dat Self daar een jaar of 10 geleden uitgebreid naar gezocht heeft bij diverse chipamps maar dat hij thermisch vervorming helemaal niet kon vinden/vaststellen.

[Rudy]

Omdat daar juist het effekt minder is, zelfde die is minder problemen omdat de compensatie sneller gebeurd.

Waarom beperken we ons hier tot classe B, daar dit effekte zich OVERAL manifesteerd. ( okey, het is hier wel het grootste )

[dekkersj]

In blauw de ic van beide bipo's bij tweetoon ingangssignaal en in rood de ic bij een ingangssignaal van 1e-32 V.



Hetzelfde maar dan de vbe's:



Happy now?

Duidelijk bij de PNP is te zien hoe de "nuldoorgangen" naar een ander niveau zijn verschoven. Ook de NPN is niet symmetrisch tov de rode lijn (je mag 1 keer raden welke dat zal zijn...).

Groet,
Jacco

Edit: typo

[Pjotr]

Uhhhh....?

Een variatie in V_be van 2,5V pp bij een ingangsignaal van 1e-32 V. Wat ben je aan het doen Jacco?

[Bruno]

Neenee, natuurlijk ben ik niet happy. Ik bedoel een duidelijk plotje, deftig ingezoomd op de kruispunten en de nuldoorgangen.

[dekkersj]

Uhhhh....?

Een variatie in V_be van 2,5V pp bij een ingangsignaal van 1e-32 V. Wat ben je aan het doen Jacco?

1e-32 V is zo goed als nul, om de rustinstelling te laten zien tegelijkertijd met een grootsignaal plot. Dat is een parametrische simualtie en is een truuk, zo hoef ik geen twee resultaten samen te stellen. De basisweerstand is vrij fors en vandaar dat daar behoorlijk wat spanning over valt, kennelijk.

Groet,
Jacco

[Bruno]

Zooo, en daar komt dan nu de plot bij aan de hand waarvan je mag aantonen dat het nuldoorgangsplaatje er anders uitziet. Ik heb de frequentie gemakshalve op 50Hz gezet zodanig dat de grid netjes aangeeft waar de nuldoorgangen van het audiosignaal zitten.

Nou zeg, is me de collectorstroom tijdens de nuldoorgangen ècht wel identiek aan die van de niet uitgestuurde versterker! Om over de vbe maar te zwijgen. Nounounou.

Díe plot mag je dus van mij op jouw spice ook eens maken. Eens kijken of onze computers het eens raken.

[dekkersj]

Neenee, natuurlijk ben ik niet happy. Ik bedoel een duidelijk plotje, deftig ingezoomd op de kruispunten en de nuldoorgangen.

Brave broeder, je denkt toch zeker niet dat je een nuldoorgang kan laten zien bij zo een stevig vervormd signaal? Iedereen kan de DC shift zien die het signaal heeft ondergaan. Bij de PNP duidelijker dan bij de NPN.

Maar als je het gemiddelde (= DC level) wil weten: dat staat een aantal posts terug. Zoek maar op.

Groet,
Jacco

[Bruno]

Maar als je het gemiddelde (= DC level) wil weten: dat staat een aantal posts terug. Zoek maar op.

De DC level kan me gene ene moer schelen. De bias is de stroom bij de nuldoorgangen van de uitgangsstroom. Mijn plots tonen aan dat:

1) inderdaad de gemiddelde VBE niet dezelfde is (dat weet mijn grootje ook)
2) de bias WEL.

[Sjaudio]

Heerlijk om te lezen allemaal, ik snap er niks van maar dat is bijzaak.
Baas boven baas, geweldig.

Maar zoals voodooless al eerder zei, hou het wel een beetje netjes.

[dekkersj]

[...]Om over de vbe maar te zwijgen. [...]

Doe eens een FFT op die groene lijnen en wat staat daar bij de DC waarde? De vbe volstaat.

Dat de nuldoorgangen overeenkomen, is logisch. Er zit geen noemenswaardige tijdsvertraging in je simulatie.

Groet,
Jacco

[Bruno]

Prima. Maar nu moet ik voor de tigste keer herhalen dat de biasstroom degene is die je meet op het moment dat de uitgangsstroom nul is. De biasspanning is degene die je meet op het moment dat de uitgangsstroom nul is. Je hoeft me niet uit te leggen dat de gemiddelde waarde van de Vbe gedaald is. Die is van nul & generlei belang, want we kijken alleen op het moment dat de uitgangsstroom nul is.

Trouwwwwenssss, is het je al opgevallen dat bij uitsturing de gemiddelde Vbe daalt, terwijl de gemiddelde Ic stijgt (en geen klein beetje). Dat alleen al is voldoende om aan te tonen dat je met een paar definities in de knoop zit.

[dekkersj]

[...]
Trouwwwwenssss, is het je al opgevallen dat bij uitsturing de gemiddelde Vbe daalt, terwijl de gemiddelde Ic stijgt (en geen klein beetje). Dat alleen al is voldoende om aan te tonen dat je met een paar definities in de knoop zit.

Hoezo? Dat is de stroom uit de voeding en als ik beide helften onder elkaar plak, loopt er gemiddeld door de NPN 2 A en door de PNP -2 A. Ik denk dat dat wel klopt. Trouwens, het zijn gewoon Pspice modellen en ik zou niet weten waarom er iets niet zou kloppen. Binnen de geldigheid van het model dan.

Op je eerste verhaal ga ik niet eens meer in.

Groet,
Jacco

[Bruno]

Op je eerste verhaal ga ik niet eens meer in.

Natuurlijk niet! Want daar zit je fout! Ga daar eens wel op in. Komaan, geef eens jou definitie van bias?

Over het tweede: 't Is de gewoonte dat bij stijgende vbe de ic stijgt en bij dalende vbe de ic daalt. Hier is het echter andersom. Dat is maar een schijnbare paradox, maar hij illustreert dat je de gemiddelde vbe niet als biaswaarde mag nemen, net zomin als je de gemiddelde ic als biaswaarde mag nemen.

[jeroen_d]

Tja ik vind het zo logisch als wat, begrijp niet waarom bij jacco de klik niet wordt gemaakt. Als je het ingangssignaal weghaalt is de gemiddelde waarde ook instantaan weer op nul gekomen. Dat lijkt me toch wat anders dan temperatuurschommelingen die biasstromen veranderen en die niet instantaan weer op het oude punt terechtkomen nadat het ingangssignaal weg is. Maw door temperatuurschommelingen gaat je versterker anders reageren op hetzelfde ingangssignaal. In de situatie die jacco schetst zal de versterker bij hetzelfde ingangssignaal altijd hetzelfde reageren en die reaktie is afhankelijk van de biasstroom, zijnde gedefinieerd als de stroom bij de nuldoorgang.

[Bruno]

Jacco,

Feitelijk speel ik 't niet erg eerlijk om je om een kant en klare definitie van bias te vragen. De impliciete definitie van bias die je volgt, gaat namelijk wèl op voor de eerder genoemde single ended versterker met een smoorspoel in de voedingslijn. Aan het rooster wordt een vaste biasspanning aangelegd met daarop gesuperponeerd een niet vervormde sinus. De anodestroom op het moment dat het binnenkomend audio door nul gaat, wordt inderdaad groter omdat de buis vervormt. In zo'n single ended klasse A trap kan je inderdaad de bias stomweg gelijk stellen aan de DC stroom.

En dan gaat je hele verhaal volledig op.

Pikant detail is dat als je b.v. met terugkoppeling de buis perfect zou lineariseren, zou de DC anodestroom niet meer wijzigen. De DC waarde van de roosterspanning daarentegen wel! Niet omdat de biasspanning gewijzigd zou zijn, maar wel omdat het audiosignaal nu "voorvervormd" is en daarbij noodzakelijkerwijs een DC component ontwikkelt. Die DC component mag je eigenlijk niet meetellen als bias.

De instinker is echter dat we het hier over een pushpull trap hebben, en nog wel één in klasse B. Dan wordt de eenvoudige definitie van bias niet meer werkbaar, en kan je alleen maar als definitie de "ruststroom" en bijbehorende spanningen nemen. Die komt in absentiae van thermische schommelingen zoals je zelf ook wel inziet overeen met de instantane spanningen/stromen op het moment dat de uitgangsstroom nul is.

Ik meen te begrijpen dat jij uit de GSM wereld komt. Daar zijn de meeste versterkers single ended klasse A. De biasstroom is dus altijd de gemiddelde drainstroom. Als je gaat uitsturen, gaat die toenemen en misschien moet je dan zelfs terugregelen aan de gate.

Maar de toepassing van deze definitie op klasse B pushpull trappen gaat dus niet.

Ik hoop met mijn laatste post van vannacht toch wat je verwarring opgehelderd te hebben.

[dekkersj]

[...]
Ik meen te begrijpen dat jij uit de GSM wereld komt. Daar zijn de meeste versterkers single ended klasse A. [...]

Goh, dat is al lang geleden. GSM heeft een constant enveloppe wat inhoudt dat het geen amplitude informatie heeft. Daar worden dus versterkers gebruikt die in compressie geduwd worden, uit effeciency overwegingen. Klasse C wordt ook veel gebruikt, met zelf biasende eindtorren (precies zo ik het heb uitgelegd in mijn posts). Ik ken ook dure systemen waarbij naar het DC niveau (instelpunt) gekeken wordt om zodoende een look-up table te gebruiken om de inversie functie te creeeren (predistortion) van de Taylor coefficienten die amplitude afhankelijk zijn. Precies zo als ik het heb uitgelegd.

Stel, ik heb een DC meter in mijn hand die echt alleen DC meet. Ik zet hem parallel aan de basis-emitter en ik ga kijken. Stuur ik geen signaal, zie ik de ruststroominstelling. Stuur ik een tweetoon zoals hier in deze draad beschreven, ga ik iets anders meten. Het gevolg is een ander instelpunt. Egaal wat voor klasse je gebruikt, een tor is een tor. Overigens werken sommige oscillatoren ook zo, ze zoeken een eigen instelpunt tgv de vervorming met de onvermijdelijke DC shift en instelpuntverandering (andere gm).

Groet,
Jacco

[Bruno]

Stel, ik heb een DC meter in mijn hand die echt alleen DC meet. Ik zet hem parallel aan de basis-emitter en ik ga kijken. Stuur ik geen signaal, zie ik de ruststroominstelling. Stuur ik een tweetoon zoals hier in deze draad beschreven, ga ik iets anders meten.

Dat is juist.

Het gevolg is een ander instelpunt.

En dat is fout! Het is namelijk precies dezelfde nietlineariteit die maakt dat de gemiddelde waarde niet meer in het midden van de golfvorm zit. Je vergeet terug te rekenen.

Misschien moeten we terug naar het oersaaie plaatje van op de uitgangskarakteristieken van een transistor een belastingslijn en een instelpunt te tekenen. Dan zie je dat bij uitsturing de belastingslijn links en rechts niet even ver uitstrekken vanaf het instelpunt, maar het instelpunt zelf blijft wel zitten. Als je dan de gemiddelde waarde bepaalt, komt die gewoon op een andere waarde uit dan het instelpunt.

'k Vind het jammer dat ik het je niet uitgelegd krijg. Het is me zo ontzettend duidelijk waar je misvatting zit, en ik vind 't zo frustrerend dat ik het niet overgebracht krijg. Ik kan als verheldering alleen maar voorstellen dat je (in simulatie of in het echt) een audio versterker ontwerpt die de bias volgens jouw definitie constant houdt, en een tweede die de bias volgens mijn definitie constant houdt.
Dan kan je de vervorming gaan simuleren. Als je als basis voor je biasregeling de collectorstroom neemt, zal de versterker bij uitsturing hard gaan vervormen. Als je de gemiddelde vbe neemt, zal de versterker flink in klasse A gaan zodra er een signaal aangeboden wordt. Als je die hebt uitgesimuleerd, zal je begrijpen dat voor een pushpull trap maar 1 bias geldt, namelijk die welke je tijdens de stroomnuldoorgangen ziet. En dat een vaste spanningsbron tussen de basissen de juiste oplossing is. Natuurlijk mag je het woord "bias" semantisch vastkoppelen aan de notie van gemiddelde waarde, maar je zal zien dat die je bij audio-eindtrappen niet gaat helpen. Dan moet je maar een tweede woord nemen zoals "rustinstelling" dat de instantane-stroom-en-spanning-bij-nuldoorgang betekent, en dan is de betekenisverwarring alvast uit de weg. Voor RF gebruik je bias, voor audio gebruik je "rustinstelling".

Ik ben niet de eerste persoon die audioversterkers maakt. Ook de hele lange rij van voorgangers gebruiken nergens gemiddelden om de instelling te bepalen, omdat dat geen deugdelijk resultaat levert. Neem dat van mij aan, ik verdien mijn brood met het ontwerp van audioversterkers, en de resultaten die ik haal schijnen alvast aan te geven dat ik niet in zoiets simpels als de instelstroom uit de bocht ga.

Kortom, het is niet omdat de twee definities van bias bij single ended klasse A samenvallen, dat dat ook voor andere klasses en schakelingen opgaat. Een tor is een tor, maar deze vaststelling heeft geen verdere weerslag op dit verhaal.

Ik ga me ook niet verder druk maken over of je het wel of niet begrijpt. Ook niet of je de situatie anders cq omgekeerd verwoordt. Zolang de metingen me gelijk geven, ben ik tevreden. Electronica is het overtuigen van een wolk electronen om iets bepaalds voor je te doen. Mensen overtuigen om iets bepaalds te doen, te denken of te begrijpen is een ander vak.

[SSassen]

Peter,

Kun je daar wat grondiger studies over laten zien die dat "dramatische" effect onderbouwen Sander? Meen mij te herinneren dat Self daar een jaar of 10 geleden uitgebreid naar gezocht heeft bij diverse chipamps maar dat hij thermisch vervorming helemaal niet kon vinden/vaststellen.

Ik kwam een aantal posts tegen op DIYaudio en onderstaande URL waarin Douglas Self e.e.a. nader bekijkt. Naar ik inmiddels begrijp wordt de soep echter niet zo heet gegeten als hij wordt opgediend want kennelijk hebben (moderne) chipamps onchip temperatuur compensatie die e.e.a. zeer snel kan bijregelen, dus misschien was ik wat te voorbarig? Ik kan iig. niks terugvinden in de datasheets van de diverse populaire types die de suggestie wekt dat dit een wijd verbreid fenomeen is, of men is in de datasheets natuurlijk niet geheel eerlijk, maar laten we daar niet gelijk vanuit gaan. Het probleem bestaat dus wel, maar zal zich niet bij ieder type openbaren, dat hangt oa. samen met de aanwezigheid van een goede (snelle) temperatuurcompensatie van de instelstroom.

Thermal Distortion in a Power Amp IC
http://www.dself.dsl.pipex.com/ampins/t ... ermald.htm

Met vriendelijke groet,

Sander Sassen
http://www.hardwareanalysis.com

[SSassen]

Jacco et al,

Volgens mij zijn alle antwoorden al gegeven en hoeven we alleen de optelsom maar te maken:

Uiteraard ga je met een simulator andere dingen zien dan in de praktijk omdat deze rekent met een vaste chiptemperatuur. In de praktijk is er een verschuiving te zien van de instelstroom, dit is een reeële verschuiving en deze is niet terug te vinden in de simulatie. Waar gaat de simulatie dan de mist in? Simpelweg door die ene parameter die je niet meeweegt in de simulator en da's de modulatie van de chiptemperatuur door het signaal.

Je kan e.e.a. ook beredeneren door je te realiseren dat transistor parameters (zoals bv. de Hfe) sterk kunnen variëren met de temperatuur, je hoeft hiervoor alleen maar in de datasheet te kijken. Ook is duidelijk dat thermische vervorming een proces is wat zich vooral laat zien bij lage frequenties, immers het in een transistor gedissipeerde vermogen zorgt voor een snelle opwarming maar een geleidelijke afkoeling o.a. afhankelijk van de thermische weerstand van het substraat met de behuizing en de behuizing met het koellichaam.

Je krijgt hierdoor te maken met het verschijnsel dat een signaal dat de transistor passeert op het moment dat deze opwarmt of afkoelt vervormd wordt door deze verandering in transistor parameters, het instelpunt is immers verschoven. Dit is een geleidelijk proces, het instelpunt zal niet instantaan terugkeren naar de uitgangspositie, want de thermische weerstand is niet oneindig klein.

Dus in de praktijk zal de modulatie van het uitgangssignaal gegeven kunnen worden als funktie van het te dissiperen vermogen, de daardoor veroorzaakte temperatuurstijging en de thermische weerstand van substraat op behuizing en behuizing op koellichaam en de omgevingstemperatuur. Hieruit blijkt al gelijk dat de modulatie vooral een laagfrequent proces zal zijn, door de relatief grote thermische weerstand tussen substraat en koellichaam. Hierdoor kan plaatselijke opwarming snel plaatsvinden, maar zal dissipatie van het gedissipeerde vermogen langer duren.

Met vriendelijke groet,

Sander Sassen
http://www.hardwareanalysis.com

[dekkersj]

Een gerelateerd probleem is het volgende. Als ik ongeveer dezelfde ruststroom laat lopen bij een GES schakeling, treedt iets vergelijkbaars op. De transistor is iets anders geschakeld om de transconductantie te bekijken van de driepoot. En dan maakt het uiteindelijk niet uit in welke klasse die geschakeld wordt. Het gedrag van die driepoot die we bipo noemen zal hetzelfde zijn.

Hier de schakeling en het resultaat voor een kleinsignaal sinus van 20 kHz:



De kleinsignaal kortgesloten transadmittantieversterking is de effectieve gm van die tor. Verder is de weerstand in de emitter 0.1 Ohm en de stuurweerstand 1 Ohm. Wat je duidelijk kunt zien is dat de gm instort als je daar een dynamisch doch periodiek signaal doorheen jast (op de x-as zie je amplitude van dat IMD signaal). Daar heb ik geen thermische vervorming bij nodig om dat te verklaren.

En volgens mij is een veranderende gm direct gekoppeld aan een veranderende instelling. Merk op dat dit gedrag de lusversterking op hoge frequenties (als er zo een GES gebruikt zou worden in een tegenkoppellus) danig negatief kan beinvloeden.

Groet,
Jacco

[SSassen]

Jacco?

Volgens mij heb je je punt gemaakt en hebben meerdere mensen (ikzelf incluis) je erop gewezen dat je ernaast zit. Om nu stug vol te houden dat iedereen, behalve jezelf, fout zit is ietwat krampachtig proberen je eigen ego te strelen. Dus buik in, kop op, en gewoon toegeven dat je ernaast zat. We maken allemaal wel eens foute veronderstellingen, anders kwamen we ook weinig verder, weten hoe iets niet werkt is vaak net zo belangrijk als weten waarom iets wel werkt.

Met vriendelijke groet,

Sander Sassen
http://www.hardwareanalysis.com

[dekkersj]

Jacco?

Volgens mij heb je je punt gemaakt en hebben meerdere mensen (ikzelf incluis) je erop gewezen dat je ernaast zit. Om nu stug vol te houden dat iedereen, behalve jezelf, fout zit is ietwat krampachtig proberen je eigen ego te strelen. Dus buik in, kop op, en gewoon toegeven dat je ernaast zat. [...]

Hoe kan ik dat doen als alle tools die ik ter beschikking heb andere signalen geven? Ik kan hooguit constateren dat thermische vervorming bestaat, maar dat ik twijfel aan de belangrijkheid in getal.

Voor een klasse B emittervolger is ook de gm van belang en die heb ik je net laten zien. Doe er mee wat je wilt.

Groet,
Jacco

[SSassen]

Tsja, ik denk niet dat iemand hier ontkent dat beïnvloeding van de gm van een transistor ook aan andere oorzaken te wijten kan zijn. Jij stelt echter vrij resoluut dat thermische vervorming hier geen rol speelt. Dat boekstaaf je met simulaties die alles doen, behalve correct modeleren hoe en waar er thermische vervorming zou ontstaan. Kortom, je kan krampachtig proberen te bewijzen dat ook andere oorzaken spelen, dat ontkent verder niemand, maar faalt in het correct modelleren van thermische vervorming, en dat is het punt dat ter discussie staat.

Door nu kortweg te stellen dat thermische vervorming niet zo zwaar weegt zonder ook maar enige getalsmatige onderbouwing vind ik wel erg kort door de bocht, da's puur een onderbuikgevoel van jouw kant. De tools die jouw signalen geven doen dat onder de verkeerde noemer. Ik gaf al aan waar de schoen in de praktijk wringt, dat zal je niet zo 1-2-3 in een simulator kunnen gieten. Ontkennen, of bagataliseren van het effect heeft zo weinig zin als de praktijk anders uitwijst. Kortom, ook wat mij betreft einde discussie.

Met vriendelijke groet,

Sander Sassen
http://www.hardwareanalysis.com