2a3-40W SE met 6Z51P en ringkern ugt's

[peterl]

Toch maar eens beginnen te denken aan een nieuwe versterker met hopelijk betere specs en nog mooie geluid.
Wat is natuurlijk mooi, daar is de mening nog al eens over verdeeld en dat zal niet veranderen.
Ik ben eerst eens aan het zoeken gegaan naar schema's, mocht je nog ergens een goed schema weten dan houd ik me aanbevolen.
Allereerst spreekt het ontwerp van Dalojan me het meest aan omdat de buis ook te vervangen is door de 300B met een schakelbare gloei van 2,5 naar 5V. hij heeft in dit geval gebruik gemaakt van een autobias, maar volgens mij is die ook te vervangen door een vaste kathode weerstand(met iets minder vermogen?).
Verder vond ik nog een ontwerp wat hier eens op het forum rouleerde en het ontwerp van DHTRob maar daar wordt gewerkt met interstage trafo's die wel verdomd goed moeten zijn wil het goed gaan. Graag ideeën en meningen.
De laatste is volgen mij een Chinees ontwerp als ik zo kijk.

[Robert Gribnau]

Ik raad je het laatste ontwerp af. Als je wat doorzoekt op deze versterker kan je meermaals lezen dat de voortrappen met de 6SN7 slecht zijn ontworpen en dat met name de tweede trap (de 'driver') slecht is. En die makke zal erger zijn bij gebruik van de 2A3-40W in plaats van de originele 2A3.

De stroom door de eerste trap is (280 - 70) / 62K = 3,4 mA. Dus de kathodespanning is dan 3,4 mA x 470 = 1,6 V (dus de bias is -1,6 V). Als je eens naar de curves in een datasheet voor de 6SN7 kijkt, kun je zien dat de buis bij die waarden (Va = 70 V, Ia = 3,4 mA, Vg = -1,6) niet in het meer lineaire deel van de curves staat ingesteld. Volgens mij doodzonde omdat de 6SN7 bij andere instellingen (veel hogere anodespanning) relatief lineair ingesteld kan worden.

Een of meer van de spanningen rond de tweede trap kan/kunnen niet kloppen. De stroom door de tweede trap zou zijn (280 - 210) / 27K = 2,6 mA. De kathodeweerstand is 27K. Maar dan zou de kathodespanning 70 V zijn, terwijl de roosterspanning als 70 V is opgegeven. Er zou dan geen negatieve voorspanning zijn, wat niet kan kloppen. De kathodespanning zal zich hoe dan ook wat hoger instellen dan de roosterspanning. Als we maar aannemen dat Va = 210 - 70 = 140 V, en dat Ia = 2,6 mA, dan zou de bias volgens de curves in de datasheets ongeveer -5,2 V moeten zijn. Wat hier verder van zij, ook deze trap staat niet in het meer lineaire deel van de curves ingesteld. De waarde van de anodeweerstand is met 27K erg laag. Als je een belastingslijn tekent, zal je zien dat de buis in de delen van het signaal met minder stroom/hogere anodespanning al snel dicht bij de x-as (Ia = 0 mA) terecht komt waar de buis de slechtste lineariteit heeft. Om een 2A3-40W volledig uit te sturen, heb je een flink deel van de spanning nodig die over de anodeweerstand van de tweede trap staat, en die is dus maar 280 - 210 = 70 V. Je zal met deze schakeling dus flinke vervorming in de tweede trap krijgen bij wat hogere volumes, zeker met een 2A3-40W in plaats van de originele 2A3.

Het eerste schema zou ik vanwege de halfgeleiders zelf niet toepassen, maar dat is een kwestie van smaak (en mijn vooroordeel?).

Het tweede schema lijkt me wel redelijk. De gevoeligheid van deze versterker zal wat laag zijn (want alleen de eerste trap geeft spanningsversterking; de tweede trap is een kathodevolger die dus niet versterkt). Ook is een halve 6SL7 als tweede trap (kathodevolger/driver) niet de meest ideale voor dit doel. Mogelijk zou je de tweede trap kunnen aanpassen zodat een halve 6SN7 kan worden toegepast, die dan op een wat hogere stroom staat ingesteld (en waarbij de kathodeweerstand een flink kleinere waarde zal hebben dan de 100K in het schema). Bedenk nog dat de maximale spanning tussen kathode en gloeidraad van de 6SL7 slechts 90 V is, terwijl de kathodespanning volgens het schema 140 V is. Als je dit schema volgt, moet de gloeispanning dus 'opgetild' worden om binnen dat maximum van 90 V te blijven. Wat dat betreft heeft het toepassen van een 6SN7 in de tweede trap nog een voordeel omdat de maximale spanning tussen kathode en gloeidraad van de 6SN7 200 V is. De gloeispanning hoeft dan niet 'opgetild' te worden.

[peterl]

dank je Robert,
Hieronder de link van het 2e schema, heeft Anne zich toen ook tegenaan bemoeid.
viewtopic.php?t=30560&hilit=2a3

Hieronder het schema van Dalojan met de uitleg van de halfgeleiders.
http://www.dalojan.nl/2A3_amp.php

Het 3e schema was toch al niet echt de bedoeling dus dat valt dan meteen af.
Tja halfgeleiders zijn weer zo'n vraag wel/niet gebruiken. Ik had dit keer al eens gekozen om met een gelijkrichtbuis te gaan werken ipv van een mosfet met dioden.
Ik kwam ook een tabel tegen over gelijkrichtbuizen maar wat ik niet begrijp is de slow warm up, bedoelen ze hiermee dat de buis geleidelijk zijn hoogspanning afgeeft naar de max of dat je de buis eerst met gloei moet opwarmen? GZ34 als voorbeeld.
En de DCV drop betekent dat je verlies die je hebt na de gelijkrichting? net zoiets als bij de mosfet waar je ongeveer 11V kwijtraakt.
Ik kan me toch voorstellen dat je zo min mogelijk gelijkspanning wil kwijtraken als je al laag zit met je AC spanning.

[Robert Gribnau]

De gelijkrichters waarbij in de kolom "Slow warm up" "Yes" staat, zijn indirect verhit (dus hebben naast de gloeidraad een aparte kathode, die overigens wel met de gloeidraad is verbonden). Bij die buizen duurt het inderdaad even voordat de kathode voldoende verhit is om elektronen vrij te gaan geven.

"DCV Drop" betekent inderdaad spanningsverlies maar die vindt in de buis zelf plaats. Er zijn overigens nog andere factoren die het totale spanningsverlies bepalen, zoals de weerstand in de transformatorwikkelingen (vooral die in de secundaire, maar die van de primaire heeft ook wat effect). Ik bestudeer voor het inschatten van de uitgangsspanning van gelijkrichtbuizen in ieder geval de datasheets van Philips (mits die er voor het bewuste type zijn) omdat die tamelijk uitgebreide curven bij verschillende spanningen van de secundaire laten zien, ook voor verschillende waarden van de weerstand in de wikkelingen. De formule om de weerstand van de wikkelingen te bepalen, staat meestal ook in die datasheets van Philips.

Zoals je al in de tabel ziet, valt het spanningsverlies met een GZ34 mee. Bedenk nog dat de uitgangsspanning met een condensator als eerste onderdeel voor de afvlakking erg afhankelijk is van het stroomverbruik, iets dat je ook mooi in de datasheets van Philips kan zien.

[hanselchen]

Het tweede schema met een 6SN7 (of ECC99, 6N6P oid) als CF lijkt mij ook een goed startpunt.
Zou de gevoeligheid iets aan de lage kant zijn dan is de Audio Note Kit One front-end ook een mooie optie.
https://www.drtube.com/schematics/an/kit1.gif
https://www.drtube.com/audio-note/

[peterl]

Ik heb even een opzet gemaakt in LTspice, maar zie dat er zo weinig vermogen uitkomt, is natuurlijk ook op een normale 2a3 gebaseerd. ik heb de 6sl7 vervangen door een 6sn7, haal ik er zo wel voldoende ingangs gevoeligheid uit?
Kan volgens mij nog naar 22k op de kathode.

[Robert Gribnau]

De LTspice simulatie klopt volgens mij niet. De totale stroom die de halve 6SL7 en halve 6SN7 trekken is volgens de simulatie 0.7 + 6,7 = 7,4 mA. Maar die 7,4 mA zou dan een spanningsval over R2 (27K) veroorzaken van 199,8 V, waardoor er maar 350 - 199,8 = 150,2 V over zou blijven als voedingsspanning voor de halve 6SL7 en halve 6SN7. Dat valt niet te rijmen met de aangegeven voltages (zo is de kathodespanning van de halve 6SN7 met 182,9 V al hoger dan de berekende 150,2 V).

Omdat de halve 6SN7 meer stroom zal trekken dan de oorspronkelijke halve 6SL7, denk ik dat de waarde van R2 sowieso flink lager moet zijn, zodat de voedingsspanning voor de voortrappen niet te laag wordt.

De versterking van de halve 6SL7 als eerste trap zal ongeveer 45 x zijn. Om de 2A3-40W volledig uit te sturen, heb je bijna 100Vpp nodig. De kathodevolger verzwakt nog een fractie dus ik schat in dat je circa 2.3 Vpp (= 1,62 Vrms) aan de ingang van de versterker nodig hebt voor volle uitsturing.

Edit/correctie:

In de simulatie staat de 2A3-40W erg tam ingesteld. Er staat 345 - 50,2 = 294,8 V over de buis terwijl Ia = 61 mA. De dissipatie is dan slechts 18 Watt terwijl de buis 40 Watt kan hebben.

Ik denk bij nader inzien dat je zo'n 120 Vpp nodig hebt om een 2A3-40W volledig uit te sturen (en daarom zal de kathodespanning een tikje hoger dan 60 V moeten zijn als je kathodebias toepast). Ik baseer dat op gegevens over de 300B, waar de 2A3-40W qua karakteristieken praktisch gelijk aan is. Dat zou betekenen dat de versterker zo'n 2,8 Vpp (2 Vrms) voor volle uitsturing nodig heeft. Dat redden de meeste CD-spelers wel maar dan moet de af te spelen CD wel aan de normen voldoen, en dat is niet altijd het geval. Zo is bijvoorbeeld de CD "Harvest" van Neil Young qua volume erg zacht.

[hanselchen]

Juist! Dus... extra versterkende trap met relatief lage uitgangsimpedantie ipv. de kathode volger.

[peterl]

in de simulatie staat de 2A3-40W erg tam ingesteld. Er staat 345 - 50,2 = 294,8 V over de buis terwijl Ia = 61 mA. De dissipatie is dan slechts 18 Watt terwijl de buis 40 Watt kan hebben.

Dat klopt omdat dit schema is uitgerust met de 2a3 die maar 3W geeft en niet met de 2a3-40, daarom ook die lagere kathode stroom(60mA).
Ik kan niet aan een ltspice 2a3-40 komen, ik heb het nog geprobeerd met een 300b maar daar veranderde weinig in.(hoe vreemd).
Werkt nu inmiddels wel met de 300B.
Ik heb de buis op ong. 75% ingesteld met 91mA.

Als de sturing en versterking eerst maar goed is, dat lijkt me eerst belangrijk om de buis voldoende aan te kunnen sturen.
Ik heb iets meer dan 2V(2.2V) nodig voor maximale uitsturing ontdek ik. is daar nog wat aan te verbeteren?

[hanselchen]

Ja, zie 2 posts omhoog.
Mijn advies is om dat Spice programma even te vergeten en het ontwerp verder uit te werken mbv. de buizen datasheets.
Dan blijkt vanzelf dat er qua versterking en bias instelling er nog ietsjes meer uit te halen is.

[Robert Gribnau]

Mijn eerdere berekening van het benodigde ingangssignaal voor volle uitsturing is onjuist. Dat zo'n 120 Vpp nodig is voor volle uitsturing, wat neerkomt op zo'n 2,8 Vpp aan de ingang, klopt denk ik wel. Maar dat vertaalt zich naar zo'n 1 Vrms, dus de helft van wat ik eerder aangaf. Sorry voor deze fout.

Uitgaande van 120 Vpp moet(en) de voortrap(pen) 42,4 Vrms kunnen leveren.

Ik ken geen datasheets voor de 6SL7 waarin cijfers voor vervorming worden gegeven. Maar bekijk de tabel op bladzijde 3 van deze Philips datasheet voor de ECC83 eens: https://frank.pocnet.net/sheets/010/e/ECC83.pdf

Bij een voedingsspanning van 350 V en een anodeweerstand van 220K is de versterking 75,5 maal en de vervorming bij een uitgangssignaal van 37 Vrms 1,6 %. Maar met die 37 Vrms zit je op de grens van roosterstroom van de ECC83. Als je er meer uitgangssignaal uit wil gaan persen, zal de vervorming disproportioneel gaan stijgen (zolang je niet in roosterstroom loopt, geldt voor trioden dat de vervorming proportioneel is aan het uitgangssignaal).

Ik schat in dat ook een 6SL7 niet in staat zal zijn om bij een voedingsspanning van zo'n 350 V 42,4 Vrms uitgangssignaal te produceren bij redelijke vervorming.

Een EF86 kan bij een voedingsspanning van zo'n 350 V de benodigde 42,4 Vrms zeker wel leveren maar de vervorming is dan fors. Zie de tabel op bladzijde 2 van deze Philips datasheet voor de EF86: https://frank.pocnet.net/sheets/030/e/EF86.pdf

Bij een voedingsspanning van 350 V, en een anodeweerstand van 100K de uitgangsspanning 75 Vrms waarbij de vervorming dan 5 % is. De vervorming zal bij 42,4 Vrms lager zijn dan die 5 % maar ik weet niet hoeveel lager dat precies zal zijn. Ik schat in dat het zeker niet lager zal zijn dan 2,8 %.

Maar sommigen zullen het toepassen van een pentode in combinatie met een eindtriode 'vloeken in de kerk' vinden.

Als ik zou willen vasthouden aan dit concept (dus een triode als voorversterker in combinatie met een kathodevolger) zou ik de oplossing proberen te vinden in een veel hogere voedingsspanning voor de voortrappen, waar dan een aparte voeding voor nodig is. Maar ja, dat is ook weer zo wat...

Ik denk dus dat hanselchen gelijk heeft en dat twee voortrappen nodig zijn, waarbij dan de driver de benodigde 42,4 Vrms bij lage vervorming moet kunnen leveren. Een opzet met een 6SN7 (en dan geen kathodevolger) per kanaal ligt dan voor de hand. Ik zou nog eens wat gaan zoeken op internet want daar wemelt het van dat soort schema's.

[hanselchen]

Probeer de CF eens te vervangen door bijv. een 12B4A als versterkende trap;
Ua op ca 170...200V en de bias Ug op ca -25...30V
Ik vermoed dat dit het gewenste effect heeft.
https://frank.pocnet.net/sheets/093/1/12B4A.pdf

...of de ECC99 (of 6N6P/5687); Ua op ca 180...200V en de bias Ug op ca -7V
Hier gaat het ook mee lukken.
https://frank.pocnet.net/sheets/163/e/ECC899.pdf

Edit: Zoals Robert aangeeft, met de 6SN7 lukt het ook, met een bias zoals de ECC99.

[peterl]

Ik was net bij dalojan aan het lezen en hij gaf ook aan dat de 6sl7 en 6sn7 niet goed genoeg versterken onder deze omstandigheden. ik heb nog even de eec99 geprobeerd maar daar kwam te weinig uit aan uitgangsvermogen.
Ik begin er toch aan te denken om voor de lokale terugkoppeling te gaan van Dalojan waar een totale versterkingsfactor van 70 uitkomt wat lekker ruim is en een goede ingangsgevoeligheid oplevert. het bevat dan wel mosfets maar daar heb ik in het verleden nog weinig problemen mee gehad in mijn ontwerpen. En soms is het beste van beide werelden ook goed he.
Hij heeft dan voor 2x 6sn7 gekozen met lokale terugkoppeling. ik wil dat schema ook eens in ltspice zetten en kijken wat er uitkomt.

[timpert]

Kijk ook eens hier:
https://www.bartola.co.uk/valves/2013/0 ... ode-mode/
Daar staan een hoop goede kandidaten tussen. De 5Z51P versterkt als triode zo'n 80x en heeft daarbij ook nog eens een hoge steilheid en lage inwendige weerstand.

[AatV]

Kijk ook eens hier:
https://www.bartola.co.uk/valves/2013/0 ... ode-mode/
Daar staan een hoop goede kandidaten tussen. De 5Z51P versterkt als triode zo'n 80x en heeft daarbij ook nog eens een hoge steilheid en lage inwendige weerstand.

Zitten inderdaad mooie buizen bij, ook een EF184 heeft als triode ook fraaie eigenschappen.
Wel is het verstandig om deze deze buizen te voeden met gelijkstroom, als HF buizen zijn geen maatregelen genomen om brom tegen te gaan.

groet,
Aat

[democles]

6Ж51П = 6J51P = EF184 = 6EJ7

Moet nog ergens een doosje met 6Ж51П hebben liggen
Een keer gebruikt als vervanger voor de EF184 in een GU-50 ,project.
Waarschijnlijk niet 1 op 1 vervangbaar kreeg af en toe een meekoppel fluittoon te horen,wat ik me er vaag van herinner.
Kwa geluid was het warmer/voller als een EF184 in triode geschakeld.

[peterl]

Dat is mooi Democles, als het zover is klop ik aan.

Die 6z51p lijkt veel op de D3a die ik in mijn 300B versterker gebruikt heb maar daar wordt hij gebruikt als mu stage met een ecc81.
deze versterker speelt nu al een half jaartje dagelijks thuis. eigenlijk wou ik graag alleen triodes gebruiken als dat kan.
Ik heb nog een schema met een 6n1p en daarachter een 6H30. kan dat schema ook nog tonen. zou hoge gevoeligheid hebben 0,5V en voldoende uitsturing voor 300B.
Onderstaand schema, maar heeft wel terug koppeling.

[timpert]

De 6Ж51П heeft inderdaad een wat hogere versterking dan de ef184. Met een infrarood LED als "kathodeweerstand" en een stroombron in de anode is het een uitstekende driver voor de 300B/2A3. Ik heb er ook nog redelijk wat liggen.

[RobertD]

Wat denk je van dit ontwerp van Triodedick?
Heeft misschien wel een extra voorversterker nodig, maar dat zou je eens moeten doorrekenen.

[Bas Horneman]

Ik ga deze bouwen....ooit..heb de spullen..moet ff beginnen met boren

[peterl]

Classic-Two-Schema-versterkerschakeling2.jpg
Wat denk je van dit ontwerp van Triodedick?
Heeft misschien wel een extra voorversterker nodig, maar dat zou je eens moeten doorrekenen.

kijk dat is even de vraag want die gebruik ik niet Robert. wel een bruikbaar ontwerp.

Ik ga deze bouwen....ooit..heb de spullen..moet ff beginnen met boren

Ook daar is de gevoeligheid 2,2V Bas.
ik vond deze nog.

[Robert Gribnau]

Classic-Two-Schema-versterkerschakeling2.jpg
Wat denk je van dit ontwerp van Triodedick?
Heeft misschien wel een extra voorversterker nodig, maar dat zou je eens moeten doorrekenen.

De versterkingsfactor van de 5670 is 35. In srpp schakeling, zoals in het schema, is de versterking 17,5 x. Uitgaande van line-level als ingangsspanning is die versterking volgens mij onvoldoende om een 2A3-40W volledig uit te sturen.

Ik ga deze bouwen....ooit..heb de spullen..moet ff beginnen met boren

De versterkingsfactor van de EL84 als triode geschakeld is 19. De te behalen versterking zal een stuk minder zijn dan die 19 x. Dus ook hier geldt volgens mij dat uitgaande van line-level als ingangsspanning, de versterking onvoldoende om een 2A3-40W volledig uit te sturen. Met de in het schema aangegeven 2.2 Vrms als ingangsspanning, en uitgaande van een versterking van 15 x (wat volgens mij al vrij hoog ingeschat is), zal de uitgangsspanning van de EL84 33 Vrms zijn. Dat vertaalt zich naar 92,4 Vpp, terwijl zo'n 120 Vpp nodig is voor volle uitsturing van een 2A3-40W (of een 300B).

Classic-Two-Schema-versterkerschakeling2.jpg
Wat denk je van dit ontwerp van Triodedick?
Heeft misschien wel een extra voorversterker nodig, maar dat zou je eens moeten doorrekenen.

kijk dat is even de vraag want die gebruik ik niet Robert. wel een bruikbaar ontwerp.

Ik ga deze bouwen....ooit..heb de spullen..moet ff beginnen met boren

Ook daar is de gevoeligheid 2,2V Bas.
ik vond deze nog.

Dit schema klopt niet. Door C8 kan geen gelijkstroom lopen dus U2 zal niets doen (het signaal loopt daar dood). Sowieso lijkt me 3 trappen voorversterking, en dan nog eens met positieve terugkoppeling ('bootstrapping' via C9) volstrekte overkill.

Naschrift:

Ik verbaas me er keer en keer over dat er zo veel schema's zijn te vinden die zogenaamd met LTspice zijn gemaakt, maar die van geen kanten kloppen. Een enorme vervuiling in mijn ogen. Veel 'gebruikers' van LTspice klungelen maar wat aan, maar 'gooien' hun 'simulaties' wel het internet op. Veel anderen gaan er dan blindelings van uit dat zo'n simulatie vast zal kloppen. Daarom een oproep: Reken altijd aan LTspice simulaties die je vindt op internet (te beginnen met de Wet van Ohm). Je zal er versteld van staan hoe vaak ze rammelen.

[timpert]

Je kan beginnen door met .op het werkpunt te berekenen in LTSpice. Vaak manifesteert een fout zich dan al.

[Robert Gribnau]

Zal wel waar zijn als je zelf met LTspice werkt. Ik doe dat echter niet.

[peterl]

De 6Ж51П heeft inderdaad een wat hogere versterking dan de ef184. Met een infrarood LED als "kathodeweerstand" en een stroombron in de anode is het een uitstekende driver voor de 300B/2A3. Ik heb er ook nog redelijk wat liggen.

Zet je daar dan de 6sn7 achter in het schema?

Dit schema klopt niet. Door C8 kan geen gelijkstroom lopen dus U2 zal niets doen (het signaal loopt daar dood). Sowieso lijkt me 3 trappen voorversterking, en dan nog eens met positieve terugkoppeling ('bootstrapping' via C9) volstrekte overkill.

Over C8 hoorde nog een potmeter te staan, maar terugkoppeling is niet het mooiste daar ben ik het helemaal mee eens.