Eindtrap met actieve load in stijl van Western Electric 91E

[Pjotr]

Ach dit is echt allemaal creatief met glas Sander. En bekend krentenbrood hoor. Leukste staat eigenlijk helemaal aan het einde: Super audiofiele zang van Anne Bisson. Mooie poo-poo-pee-doo stem, mooi opgenomen maar je moet er wel van houden...

[timpert]

Inderdaad, creatief met glas. Hier is weinig rationeels aan. Enighoe, ik heb een beetje zitten simuleren. De lineariteit van onderstaande variant is het beste tot nu toe. Alleen zou ik nog wel het voetpunt (I=0) van de schakeling willen kunnen aanpassen, want voor maximale assistentie is het wenselijk dat dat rond de 80V op de anode (620 V in dit plaatje) ligt bij gebruik van een 300B.

De negatieve weerstand beging al bij 12V over de schakeling, en dat is ook netjes te noemen, in de praktijk zal je dat punt nooit aantikken. V1 zit er in om een shunt regelaar te simuleren, in een praktische schakeling zou ik daar iets als een LMV431 gebruiken, want die doet het al vanaf 80 uA.

Wat betreft single ended (enkelzijdig) of niet, dat is niet meer dan een flauw semantisch spelletje. Single ended betekent dat de belasting maar aan één kant signaal krijgt toegevoerd, en dat de andere kant "koud" is. Het is dus heel goed mogelijk om een single ended push pull te maken, en in de tijd voor de audiofiele devolutie was dit ook een veel gebruikte term om de varianten van de totem-pole uitgangstrap te beschrijven. De "standaard" push-pull is een balanstrap, waarbij de belasting aan beide uiteinden in tegenfase wordt aangestuurd (double ended). De schakeling die we hier beschouwen is dus single ended, want de belasting wordt enkelzijdig van signaal voorzien. Maar ook is het een push-pull, want M1/M2 werken actief en in tegenfase mee aan de vermogenslevering aan de belasting en nemen bij nominale belasting de helft van het vermogen voor hun rekening.

De term "single ended" is in de praktijk zo vaak geassocieerd met de "single tube" eindtrap dat 'ie officieus hetzelfde is gaan betekenen. En van die verkeerde associatie wordt hier handig gebruikt gemaakt. Liegen zonder te liegen zeg maar.

<edit> nu met voetpunt op de juiste plaats. De negatieve weerstand is -3,98 k.

[Pjotr]

Duh, gewoon een zener voor de stabilisatie. Beetje zener doet het prima vanaf een 100uA.

P.s. heb je niet het spice modelletje van de 300B? Kun je er gelijk in prakken dan toch?

[timpert]

P.s. heb je niet het spice modelletje van de 300B? Kun je er gelijk in prakken dan toch?

Ik heb nog nooit de 300B gespiced, maar ik meen dat ik dan naar de modellen van Norman Koren moet zoeken. Mijn idee was eerst om de schakeling op zichzelf te evalueren, en pas als alles klopt er ook de buis bij te doen.

Ik verwacht wel dat vaste roosterspanning vereist is, met een automatische instelling d.m.v. een kathodeweerstand zal het werkpunt heel slecht of misschien wel helemaal niet gedefinieerd zijn.

[Pjotr]

Yup, volgens mij zit die Koren lib standaard bij LT_Spice. Er is ook nog een model van Ben Duncan maar dat ontloopt elkaar niet. Anyway:

CODE: Selecteer alles

***  From file C:\MC12\library\KOREN.LIB
.SUBCKT 300B_NK  1 2 3 ; P G C (Triode)
* Western Electric Data sheet 1950 
* library format: LTSpice 02-Jun-2008
X1 1 2 3 TRIODE MU=3.92 EX=1.504 KG1=2140.3 KP=64.28 KVB=300.0 VCT=0.00 RGI=1000 CCG=17.0p CGP=11.0p CCP=7.5p ; 
.ENDS    300B

***  From file C:\MC12\library\KOREN.LIB
.SUBCKT TRIODE 1 2 3 PARAMS: MU=29.30 EX=1.332 KG1=1443.9 KP=45.50 KVB=300.0 VCT=0.00 RGI=2000 CCG=3.2p CGP=2.7p CCP=1.8p ; A G C
E1  7 0 VALUE={V(1,3)/KP*LOG(1+EXP(KP*(1/MU+(V(2,3)+VCT)/SQRT(KVB+V(1,3)*V(1,3)))))}
RE1 7 0 1G
G1  1 3 VALUE={(PWR(V(7,0),EX)+PWRS(V(7,0),EX))/KG1}
RCP 1 3 1G    ; TO AVOID FLOATING NODES IN MU-FOLLOWER
C1  2 3 {CCG}  ; CATHODE-GRID
C2  2 1 {CGP}  ; GRID=PLATE
C3  1 3 {CCP}  ; CATHODE-PLATE
D3  5 3 DX     ; FOR GRID CURRENT
R1  2 5 {RGI}  ; FOR GRID CURRENT
.ENDS	TRIODE

1e subckt roept het 2e aan. Klopt vrij goed. P.s. hou er wel rekening mee dat de bovenste fet van de cascode ook nog een een V_th van zeg 5V lust. Ga je niet redden met 12V.

[timpert]

hou er wel rekening mee dat de bovenste fet van de cascode ook nog een een V_th van zeg 5V lust. Ga je niet redden met 12V.

Daarom krijgt de schakeling ook 16V. Maar met 12V tussen de drain van M2 en de anode komt M1 in zijn actieve gebied, en vanaf dat punt knikt de karakteristiek naar negatieve weerstand, zoals te zien is in de simulatie. Op dat moment staat M2 nog hard aan, nog een paar volt erbij en de cascode werkt normaal.

Ik ga straks eens kijken of de 300B in mijn LTSpice zit.

[Pjotr]

Denk dat je i.d.d. met fixed bias moet werken. Als je de 300B op een Va van 300V met een totale B+ van 600V zet, heb je nog plenty aan ruimte voor het schakelingetje. 20-25 V zou ook nog kunnen. Die 20W moet je niet willen, wordt alleen gekrijs. Of je moet de 300B echt op zijn tenen zetten met een hogere B+ en I_bias. Ik verwacht een 15W redelijkerwijs zonder al te veel vervorming op 80mA. Gaat ie ook wat langer mee

[timpert]

Met deze schakeling haal ik 13,4 W, met een belasting van 2k en een ruststroom van 70 mA bij 350 V op de anode. Tweede harmonische zit op -31,6 dB en derde op -42.34 dB in de FFT. Wellicht is er nog wat meer uit te halen, maar het komt netjes overeen met twee keer wat WE specificeert voor een 4k anodelast bij 350 V (7W, k2 = -30 dB, k3 = -44 dB). Bij volle uitsturing van de buis zie ik geen tekenen van oversturing/clippen.

Overigens zie ik op sommige pagina's dat de 91E in klasse A2 werkt, dus het lijkt erop dat ze al het vermogen er uit hebben gesleurd wat er in zit bij de in het patent aangegeven spanningen van 300V op de anode, 600V totaal. Het opgegeven vermogen van de 91E is bij 10% THD, dat is gerust beroerd te noemen maar wel wat je verwacht in die omstandigheden. Dit zegt het patent ervan:

Ze claimen een 2k belasting, 75 mA ruststroom van de 300B en 20 W vermogen. Dat is zelfs met ongezond positieve uitsturing van het rooster niet haalbaar.

[Ah!buis]

Beetje trage reaktie, was weer paar dagen slapjes.
Wat is de bedoeling van R8+Q5 ? Daarmee houdt de negeatieve weerstand er mee op bij 60V over de buis, die krijgt dan nog enkel een goeie 2mA via de zenervoeding.
Gevolg is dat alles opschuift, bij 300V over de buis loopt er nog maar 63mA en bij 600V goed 140mA ipv 80mA naar 160mA.
Ik zou ook een diode in serie met R7 zetten, bij grote signalen komt de +kant van C1 boven de 700V en verliest dan lading via R7.
Anne

[timpert]

Beetje trage reaktie, was weer paar dagen slapjes.
Wat is de bedoeling van R8+Q5 ? Daarmee houdt de negeatieve weerstand er mee op bij 60V over de buis, die krijgt dan nog enkel een goeie 2mA via de zenervoeding.
Gevolg is dat alles opschuift, bij 300V over de buis loopt er nog maar 63mA en bij 600V goed 140mA ipv 80mA naar 160mA.
Ik zou ook een diode in serie met R7 zetten, bij grote signalen komt de +kant van C1 boven de 700V en verliest dan lading via R7.
Anne

Ja, dat is precies de bedoeling. Omdat je bij de 300B nooit veel lager gaat dan 100V over de buis, wil je dat de schakeling iets beneden 100V helemaal is afgeknepen zodat de buis zelf bijna al z'n stroom door de belasting kan trekken en zo min mogelijk kwijtraakt aan de actieve load. Met R8 en Q5 kan je dat voetpunt naar believen instellen. Daarnaast biedt de BE junctie van Q4 samen met de BC junctie van Q5 ingangsbescherming, en kan je de boel niet meer opblazen als je uitgangstrafo om wat voor reden (wegvallende belasting, verzadiging bij iets te haastig opstarten) een inductief hikje doet.

Een diode in serie met R7 laat ik liever weg, omdat die elektrisch parallel staat met de trafo en dus een (heel klein) knikje in de belastinglijn veroorzaakt, en dat voelt gewoon verkeerd. De weerstand en condensator zijn zodanig gekozen dat de stroom door V1 pas negatief wordt bij < 1 Hz, dus binnen de audioband heb je geen last van de wisselstroom door C1.

Sterkte ermee!

[Pjotr]

.............
Ik zou ook een diode in serie met R7 zetten, bij grote signalen komt de +kant van C1 boven de 700V en verliest dan lading via R7.
Anne

Effectief loopt er nu alleen wisselstroom door R7 t.g.v. het signaal en blijft juist daardoor de spanning op C1 constant. Met een diode in serie ga je "pompen" en loopt de spanning erover op bij uitsturen. Bovendien zijn schakelende dioden nou niet iets wat je wilt hier... Overigens zou ik C1 niet met zijn voetjes aan de uitgang knopen maar gewoon op de grond zetten. Ja ok, heb je wel een 450V - 500V exemplaar nodig

[Ah!buis]

Ja, dat is precies de bedoeling. Omdat je bij de 300B nooit veel lager gaat dan 100V over de buis, wil je dat de schakeling iets beneden 100V helemaal is afgeknepen zodat de buis zelf bijna al z'n stroom door de belasting kan trekken en zo min mogelijk kwijtraakt aan de actieve load. Met R8 en Q5 kan je dat voetpunt naar believen instellen. Daarnaast biedt de BE junctie van Q4 samen met de BC junctie van Q5 ingangsbescherming, en kan je de boel niet meer opblazen als je uitgangstrafo om wat voor reden (wegvallende belasting, verzadiging bij iets te haastig opstarten) een inductief hikje doet.

Een diode in serie met R7 laat ik liever weg, omdat die elektrisch parallel staat met de trafo en dus een (heel klein) knikje in de belastinglijn veroorzaakt, en dat voelt gewoon verkeerd. De weerstand en condensator zijn zodanig gekozen dat de stroom door V1 pas negatief wordt bij < 1 Hz, dus binnen de audioband heb je geen last van de wisselstroom door C1.

Over een knikje in de belasingslijn gesproken, als onder 100V over de buis opeens de negatieve weerstand verdwijnt
Als je R7 groter en R6 kleiner neemt zodat de spanning op C1 100V wordt ipv de 125V nu, dan komt C1 niet boven de 700V.

Sterkte ermee!

Dank je
Anne

[Ah!buis]

Effectief loopt er nu alleen wisselstroom door R7 t.g.v. het signaal en blijft juist daardoor de spanning op C1 constant. Met een diode in serie ga je "pompen" en loopt de spanning erover op bij uitsturen. Bovendien zijn schakelende dioden nou niet iets wat je wilt hier... Overigens zou ik C1 niet met zijn voetjes aan de uitgang knopen maar gewoon op de grond zetten. Ja ok, heb je wel een 450V - 500V exemplaar nodig

Met C1 aan massa komt de hele uitgangszwaai over R6, lijkt me ook niet ideaal
Anne

[Pjotr]

Of de uitgangszwaai nou over R6 of over R7 staat lijkt mij lood om oud ijzer... Dat gepriegel met R8 en Q5 zie ik ook even niet zo. Wel merk ik dat je i.d.d. niet ver onder de 100V moet komen met de 300B. Gaat ook niet eigenlijk zonder positieve roosterspanning in deze opzet.

Ook van mijn kant hoop ik dat je snel weer wat beter voelt Anne.

[timpert]

Over een knikje in de belasingslijn gesproken, als onder 100V over de buis opeens de negatieve weerstand verdwijnt

Als het goed is kom je daar bij normaal bedrijf nooit, de knik bevindt zich buiten het werkgebied van de eindbuis als je R8 goed hebt gekozen.

[timpert]

Of de uitgangszwaai nou over R6 of over R7 staat lijkt mij lood om oud ijzer... Dat gepriegel met R8 en Q5 zie ik ook even niet zo. Wel merk ik dat je i.d.d. niet ver onder de 100V moet komen met de 300B. Gaat ook niet eigenlijk zonder positieve roosterspanning in deze opzet.

Ook van mijn kant hoop ik dat je snel weer wat beter voelt Anne.

R8 en Q5 zijn er om bij lage anodespanning de eindbuis in staat te stellen om zo veel mogelijk stroom door de belasting te trekken. Zonder die componenten trekt de schakeling nog zo'n 20 mA en dat gaat af van de stroom die beschikbaar is voor de belasting. Zie een paar posts eerder: viewtopic.php?p=2028722#p2028722. De oorspronkelijke schakeling van WE doet dit ook als gevolg van de drempelspanning van de PMOSfet, maar daardoor is het voetpunt van de negatieve weerstand slechter gedefinieerd dan hier.

[Pjotr]

Ja dat klopt wel maar netto netto zal het weinig uitmaken. Als je zover uitstuurt zit je toch ook met vervorming die niet leuk meer is.

[timpert]

Als je het voetpunt optimaliseert met R8/Q5 krijg je bij gelijk blijvende vervorming ongeveer 1,5 Watt erbij. Da's 1 dB en inderdaad maakt dat niet zo gek veel uit, ik twijfel of je dat ooit opmerkt. Maar tegelijkertijd zakt de ruststroom door de eindbuis met dik 20 mA, dus het scheelt 7 Watt dissipatie in de 300B en evenveel in M2. In totaal druk je de dissipatie dus met 14 Watt terwijl je er wel 1,5 Watt uitgangsvermogen bij krijgt. Het kost 20 cent aan onderdelen, en met de huidige energieprijs heb je dat er al uit na 36 speeluren. Daar komt bij dat de 300B langer meegaat door de lagere stroom en dissipatie. Toch wel de moeite waard om dat puntje op de I te zetten.

[SSassen]

Toch wel de moeite waard om dat puntje op de I te zetten.

Altijd, da's bijna mijn levensmotto!

[Pjotr]

Ben dan wel benieuwd naar het dynamisch schakelgedrag als je voorbij het voetpunt fietst. Wat je eigenlijk doet is de helling van de negatieve weerstand vergroten en het nulpunt naar rechts schuiven in de grafiek van de 300B. Maar ok, minder dissipatie in de 300B is mooi. Nog even over het aardpunt van C1: Op deze manier verklein je alleen maar de koppelweerstand van B+ naar uitgang (alleen R7) en wordt het een verslechtering van de PSRR. Verder lijkt mij 4,7u wat klein voor een substantiële bromonderdrukking, doet wel wat maar een 22u naar massa is een stuk effectiever lijkt mij.

[timpert]

In mijn proefopstelling zit het voetpunt bij 40 V op de anode, en daar ga je met de 6080 wel voorbij als je er wat druk op zet. Als dat gebeurt knikt de belastinglijn naar de halve weerstand. Ik kan me niet herinneren dat ik dat duidelijk terug zag op de oscilloscoop, maar ik kan vanavond of morgenavond wel een plaatje maken, de opstelling staat nog steeds op mijn bureau in de kelder.

C1 bootstrapt de voeding van de schakeling, en dat is nodig om de stroom door V1 altijd positief te houden bij volle uitsturing. Aan bromonderdrukking draagt het ding niks bij. In de simulatie is V1 een spanningsbron, maar in werkelijkheid is het een zener of shunt regelaar, en die stopt met regelen als de stroom te laag wordt. De PSRR die je nu bereikt is beter dan 40 dB, ruim voldoende lijkt me als je CLC filtering of een gyrator gebruikt om de voeding stil te krijgen. Je zou eventueel nog kunnen kiezen om R7 in tweeën te splitsen en halverwege een condensator naar massa te plaatsen.

Edit: kon het niet laten om even vlug een simulatie te draaien. Door R8 te verkleinen naar 280k verschuift het voetpunt naar 110 V op de anode. Door vervolgens de uitsturing te verhogen naar 90V komt de knik als gevolg van het voetpunt duidelijk naar voren in de belastinglijn zoals die gezien wordt door de 300B. Ook zie je wat cut-off effecten rond het voetpunt, maar dramatisch is het allemaal niet:

Kijk je vervolgens naar de sinus op de uitgang dan is daar amper wat van te zien:

Het uitgangsvermogen is nu 21 W(!), de 2e harmonische zit op -27,6 dB en de 3de op -34,2 dB. Ik denk niet dat je graag op dit niveau luistert, maar deze vervormingscijfers zijn nog steeds beter dan WE opgeeft voor de 91E!

[Pjotr]

Duh, denk dat je met een extra filter C je op een PSRR van boven de 80dB uit kunt komen. 40dB lijkt mij toch wel substantiële winst en maakt een CLC overbodig. Dat van die bootstrap snap ik niet zo. Er loopt alleen AC boven op een vaste DC stroom. In feite zou een weerstand met buffer elco genoeg zijn ipv van een regelaar of zener als hulpvoeding.

[timpert]

De zener legt de hulpvoedingsspanning van de schakeling strak vast, en daarmee het voetpunt van de IV curve. Laat je die weg dan beweegt het voetpunt mee met de voedingsspanning, en dus met de netspanning. Die laatste mag +/- 10% variëren, en dat doet 'ie ook als er in je straat veel PV op het dak ligt en/of Tesla's worden opgeladen. Verhoog je de voedingsspanning, dan stelt zich zonder zener een lagere ruststroom in omdat het voetpunt omhoog schuift. Maar ook met zener kan je een extra RC sectie toevoegen en een PSRR van 80 dB bereiken, het een hoeft het ander niet uit te sluiten.

[Pjotr]

Het uitgangsvermogen is nu 21 W(!), de 2e harmonische zit op -27,6 dB en de 3de op -34,2 dB. Ik denk niet dat je graag op dit niveau luistert, maar deze vervormingscijfers zijn nog steeds beter dan WE opgeeft voor de 91E!

Ja, ja stiekum de B+ naar 700V verhogen, die buizen zijn al zo duur Maar met die knik wordt je vervormingsprofiel vergelijkbaar met zware cross-over vervorming. Dat wil je niet. Ik denk dat een gemoedelijke 600V met de 300B op 325V - 350V en 80mA al leuk genoeg is.

[timpert]

Ik heb in al mijn simulaties met 700V voedingsspanning gewerkt, zodat de anode op 350V kan staan. In de laatste simulatie is de ruststroom 65 mA, da's best een relaxte instelling. De 21 W bereikte ik door het rooster tot 16V positief uit te sturen.

Zware crossover vervorming zie je goed terug in de uitgangsspanning, omdat de versterker rond het nulpunt even niks doet. De knik hier heeft een veel milder effect, je ziet 'm amper terug omdat er geen discontinuïteit aanwezig is. Maar wenselijk is het zeker niet, en ik denk ook dat de knik goed hoorbaar is. Maar je moet wel bedenken dat dit al in oversturing is, als je in klasse A1 blijft en het bij 14 Watt houdt, komt de knik helemaal niet in beeld.