Temperatuuronafhankelijke ruststroomregeling.

[Wieger61]

Geen idee, maar het werkt.

[Shadow]

Hysterese creëren?

[mtb]

Die transistoren ken ik, optimaal zou natuurlijk 2 (of 3 vanwege de lage stroom) diode's per darlington zijn, maar het zal wel niet anders kunnen.
Maar ik zoek een eenvoudige/goedkope oplossing en heb Anne's idee verder verbeterd:

ICa,b worden inverterend gebruikt, wat de stabiliteit ten goede komt.
De openloop vervormt nog geen 1% en met tegenkoppeling bedraagt ie minder dan 0,1%.
Hij is 'zonder' belasting (R17/18 en R19/C2 vormen een minimale belasting van maximaal 1/4W) ook stabiel.
De uitgangsimpedantie is met zo'n 0Ω3 buizenachtig, zodat ie een 'warme' buizenklank heeft.

[Ah!buis]

Och ja, variaties op een thema
Die diodes in de signaal/tegenkoppeling is niet zo mooi.
Als je de opa als inverter wil lijkt me het zo beter .
Anne

[mtb]

De diode's in de signaalweg zorgen ervoor dat de OA's niet gaan schakelen, D1/2 nemen het schakelen over en door de inverters heb je nu stroomsturing, wat lineairder is dan de eerder gebruikte spanningssturing, zie mijn post van 5 en 6 maart j.l.

[Ah!buis]

Ja, ik zie wat je bedoelt. Zodra de fet gaat sperren komt er geen terugmelding van de stroom meer, wordt de opa overstuurd.
Als ie daar niet goed mee overweg kan moet dat wel voorkomen worden.
Zou zo kunnen, zitten de diodes niet in 't signaal.
Anne

[mtb]

Dat scheelt wel wat, maar niet genoeg, zoals ik al eerder gezegd heb!

[Ah!buis]

Dat scheelt wel wat, maar niet genoeg, zoals ik al eerder gezegd heb!

Ik zie het probleem niet zo De diode zorgt ervoor dat de opa niet overstuurd raakt als de stroom door de fet wegvalt en de diode komt pas in aktie als de fet spert, komt niet op de uitgang.
Anne

[mtb]

De OA schakelt van ca. 4Vgs naar -0V6 met blokkeerdiode of -10V zonder bij de NMOS en andersom bij de PMOS.
In beide gevallen haal je teveel gate-lading weg, wat tot cross-over schakelpieken leidt als ie weer aan moet en voor oscillaties kan zorgen.

[Ah!buis]

De OA schakelt van ca. 4Vgs naar -0V6 met blokkeerdiode of -10V zonder bij de NMOS en andersom bij de PMOS.
In beide gevallen haal je teveel gate-lading weg, wat tot cross-over schakelpieken leidt als ie weer aan moet en voor oscillaties kan zorgen.

Aha, ik had begrepen dat de opa raar kan reageren bij oversturen
Maar als dit met die teveel/te weinig lading bij een spanningssprong dan kan 't wel zo lijkt me.
Anne

[mtb]

Bedankt Anne, was het maar zo eenvoudig, maar ik krijg de openloop niet onder 3% THD en met tegenkoppeling 1% door gemene schakelpieken!
Met BJT's in plaats van diodes is ie nog beter:

Zonder tegenkoppeling minder dan 0,1% THD en met minder dan 0,01% en dat bij 50W@4Ω!
Voor R5/6 kan je beter een instelbare Vbe-multiplier nemen om het temperatuurverloop in de kast van ca. 20 tot 40°C te compenseren en de ruststroom constant te houden, want die is zonder 4%/°C!

[Wieger61]

Dus elke keer dat de basgitarist even aan zijn gitaar plukt en de transistorchip daardoor 10 graden omhoogschiet om langzaam te dalen, heb jij je vervormingsburst op je uitgang ...

[mtb]

Nee, want zo snel warmt de kast niet op!

[Wieger61]

Maar wel de chip van de eindtor ... . Dus je krijgt na elke vermogensstoot een verhitting van het substraat zonder dat de ruststroomtemperatuurcompensatie het door heeft en corrigeren kan. Die is te traag. Dus na de vermogenspulsen krijg je afnemende (door de afkoeling) vervormingspulsen. Je zou met een brug de uitgangsstroom moeten meten en die laagdoorlaat gefilterd de ruststoominstelling moeten laten bijsturen. Geen idee of dat kan.

[Wieger61]

Of zorgen voor 0,4%/°C.

[Wieger61]

Je zou de thermische reactiesnelheid kunnen meten. Om een indruk te krijgen: bouw een gemeenschappelijke emitterversterker zonder temperatuurcompensatieweerstand op de emitter. Stel de collectorruststroom op 100 mA en maak met een drukschakelaar het verlagen van de basisweerstand mogelijk zodanig dat de collectorstroom ook op 1 A gezet kan worden. Druk de schakelaar kort in en lees daarna de collectorruststroom af. Zit die meteen weer op 100mA? Ligt die hoger, is de chip nog warmer dan het koelblok. Eventueel dit met een blokgolf op de ingang voor hogere, plukfrequenties van basgitaren ...

[mtb]

In plaats van een Vbe-multiplier kan je beter twee BAT's gebruiken, voor een symmetrische aansturing:

De ruststroom varieert van 20 tot 40°C maar +/-6% t.o.v. 65mA met BAT's i.p.v. +/-25% zonder!
Het gaat dus om de kast-temperatuur en niet om de junction-temperatuur/koellichaam van de eindtorren, want de ruststroom wordt daar constant gehouden door IC1a/b over een veel groter temperatuurbereik!
De zelfopwarming van de stuurtorren T1/2 is maar 2°C (8mW bij een RthJA van 250K/W) van nul- tot vollast (100W@4Ω), dus daar wordt de kast niet warmer van!

[Wieger61]

OK, klinkt goed. 6% over 20°C is 0,3%/°C.

[mtb]

Dit is de huiskamerversie:

Tot zo'n 30W@4Ω bij 25V+/- en bij 15V+/- toch nog 18W met TO-220 MOSFET's, er moeten eigenlijk IRLZ24/IRF9Z24 in, maar daar heb ik geen modellen van en deze lijken er wel op.
De weerstanden zijn aangepast voor een stroombegrenzing tot 5A en de ruststroom bedraagt ca. 40mA, zonder dat de OA's gaan schakelen.
Het is wel belangrijk dat je een goede +/-12Vc/e stuurvoeding gebruikt en als je die niet hebt, is de RS-4812DZ wel handig.
Door zijn grote ingangsbereik van 18 tot 72V makkelijk aan te sluiten op de 'zwevende' V+/- voor versterkers tot ruim 100W!
De stroomweerstanden R18/19 moeten nauwkeurig zijn en gebruik ik 5x 1Ω(1%, 0W6) parallel.
Als je D1/2 dichtbij het koellichaam 'plakt', loopt de ruststroom iets terug (in plaats van op) bij een hogere kasttemperatuur, C4 filtert eventuele stroringen op de verbindingsdraden.

[Ah!buis]

Op deze manier is de instelling wel weer temp-gevoelig geworden
R13 bepaalt enkel de minimum stroom door de fet's.De ruststroom hangt dan af van R5-R6 en de transistors+diodes.
Door de twee diodes door transistors te vervangen is het verloop hopelijk erg klein.
En de terugkoppeling lijkt met beter met een ontkoppel-C om de uitgang meer in de buurt van nul te houden.
Zoiets dan,

Anne

[mtb]

Bedankt Anne, maar zoiets heb ik (natuurlijk) ook al geprobeerd.
Het probleem is dat er in rust (veel) meer stroom door de diode(-transistor) loopt dan door T1/2 en de spanningsval te groot is voor een goede instelstroom, met BAT's red je wel.
Het is overigens maar een gering verloop van de kasttemperatuur en niet die van het koellichaam!

[mtb]

Ik heb het temperatuurgedrag verder onderzocht:

De ruststroom I(R18/19) bedraagt 50mA bij 30°C en verloopt 0,5%/°C met de kasttemperatuur.
Door BAT's te gebruiken, heb je ca. 0V7 ruimte om met R5/6 de ruststroom in te stellen, met 1N4148's of BC5xx's als diode hou je niks over en gaan de OA's schakelen!
Zoals je ziet, is het Vbe/V(l,m) verloop helaas groter dan dat van Vf/V(l,k) waardoor de ruststroom iets oploopt bij hogere kasttemperatuur.
En dat klopt de met de spec's van de BC547 en de BAT54:

Bovendien loopt er in rust 3mA door de BAT's en maar 33uA door de BC5xx's!
Voor de zekerheid heb ik LTspice-modellen gecontroleerd:

Bij 3mA is Vf van de BAT 276mV@25°C met een verloop van -1m6V/°C en bij 30uA is Vbe 550mV@25°C met een verloop van -2mV/°C en als je goed kijkt, klopt dat aardig met de spec's.
Er zit dus +0m4V/°C verschil tussen Vf en Vbe, op de 70mV instelspanning dus ca. +0,6%/°C, ongeveer hetzelfde als de ruststroom.

[mtb]

Ik stuitte nog op een 'foutje', de BC5xx's mogen maar een Vebomax hebben van 6V en bij hoge uitsturing loopt die op tot 9V bij +/-12Vc/e, wat tot onrustig t.k. gedrag leidt.
Dit betekent dat je niet hoger kan gaan dan +/-9Vc/e, wat overigens ook wel goed is, maar de OA's doen het beter op een hogere spanning.
Met 1N4148's heb je daar geen last van en kan je wel hogere spanningen gebruiken:

De LT1058(≈TL074) moet je niet veel meer dan 5mA belasten voor het beste resultaat en de maximale uitsturing ligt 2V onder de voedingsspanning.
Je kan de weerstanden R3/4(Ra) en R9/10(Rb) berekenen afhankelijk van de stuurvoeding +/-(Vs)Vc/e:
Ra=(2*Vs-2V)/5mA en Rb=(Vs/2-1)*Ra.
De stroombegrenzing(Im) stel je in met R16/17(Rc) afhankelijk van R18/19(Rd): Rc=Im*Rd*Rb/(Vc-2).
Bij Vs=12V, Im=5A en Rd=0Ω2 wordt Ra 22/5m=4k4Ω, Rb 5*4k4=22kΩ en Rc 5*0,2*22k/10=2k2Ω.
Zoals je in het schema ziet, heb ik de waarde's naar beneden afgerond op E12 omdat er geen rekening gehouden is met de Vf's van de diode's

[Ah!buis]

Bij grotere uitsturing gaat idd de zener van de b-e overgang geleiden.Maar met de serieweerstand die daar zit maak ik me daar niet zo'n zorg over.En mocht de mosfet doordoor toch volledig sperren, krijgt ie voldoende? tijd om te herstellen voordat ie weer aan de beurt is.
Het bevalt me niet helemaal, die temp-afhankelijkheid.En ook de tegenkoppeling (2x1M) vanuit na begrenzing, werkt elkaar tegen.
Weer 's een andere benadering bedacht.Diodes om de sturing te begrenzen zonder deel te nemen aan de ruststroom.
Anne

Schema vervangen, zaten fouten in

[mtb]

Bedankt Anne, dat ziet er handig uit:

Ik heb het duidelijker getekend en je ziet dat de ruststroom toch nog 0,2%/°C oploopt, maar dat is beter dan mijn 0,5%/°C.
Door de Vf van bijna 0V5 over D1/2 is If ca. 180μA en temperatuur-afhankelijk.
De dimensionering laat te wensen over: Iq=0A6 en de openloop is maar 33x, zodat er weinig tegen te koppelen valt!