Sanne - KT88 push-pull eindversterker project

[AatV]

Het blijven natuurlijk simulaties, maar je zou hiermee :http://www.trioda.com/tools/triode.html kunnen stoeien, geeft in ieder gaval een startpunt.

groet,
Aat

[SSassen]

De vraag is dan echter waar bevindt dit instelpunt zich? Laten we eerst eens kijken naar hoe het hierboven gekozen instelpunt presteert, dat gaat gelukkig vandaag de dag een stuk sneller met een daarvoor ontwikkeld stuk software, dan voorheen met de rekenlineaal. Onderstaande plot is het instelpunt zoals hierboven ingetekend met daarbij de resulterende relevante parameters.

Wat direct opvalt is dat met de gekozen maximale uitsturing van 2Vpp (Vtt) er assymmetrie optreedt rondom het instelpunt voor wat betreft de uitsturing, dit vertaalt zich direct naar een stuk vervorming, omdat als je b.v. een sinus uitstuurt deze links van het instelpunt een andere amplitude zal hebben dan rechts van het instelpunt, kortom de sinus is vervormd en dus praten we hier over significantie vervorming van het ingangsignaal, een slordige 15% in dit geval.

Hoe bereiken we nu een optimum? Schuiven tot we een ons wegen? Nee, da's ietwat onzinnig, we kunnen beter een tweetal randvoorwaarden definiëren en daarmee het nullastpunt en het kortsluitpunt vastleggen. Eén randvoorwaarde voor een versterkertrap is dat deze voldoende uitsturing moet hebben en dat, gezien deze uitstuurruimte, de signaal/ruis verhouding het grootst zal zijn als het verschil tussen geen signaal en maximaal signaal het grootst is (ik ga hier even uit van een intrinsieke ruisdrempel met een vaste waarde). Voor de maximale anodespanning kiezen we dus het maximum wat voor de ECC83 gespecificeerd wordt, 300V.

De volgende randvoorwaarde is de eerder gekozen maximale uitsturing van 2Vpp (Vtt) op de ingang, door deze vast te leggen en nu met de belastingslijn de gaan schuiven langs de as van de anodestroom zal hier vanzelf een optimum uitrollen waarbij de harmonische vervorming het laagst is. Onderstaande plot geeft dit punt weer inclusief de daaruit resulterende relevante parameters.

Wat volgt hier nu precies uit? Voor de anodeweerstand, R3 en R4 in de opzet in mijn vorige reactie, geldt dat deze gelijk zijn aan R=300/3.0x10e-3, R=100K. Ook vinden we hierin de anodestroom en - spanning terug, die bedragen 1.4mA en 160V. De versterking u is met pakweg 105x een flink stuk hoger dan bij het vorige instelpunt. De negatieve stuurroosterspanning bedraagt hier -1.13V, of het equivalent van een ~800R weerstand in de cathode.

[SSassen]

Het blijven natuurlijk simulaties, maar je zou hiermee :http://www.trioda.com/tools/triode.html kunnen stoeien, geeft in ieder gaval een startpunt.

Bedankt Aat, ik was d'r al mee aan het stoeien, zie hierboven.

[Ah!buis]

Wat volgt hier nu precies uit? Voor de anodeweerstand, R3 en R4 in de opzet in mijn vorige reactie, geldt dat deze gelijk zijn aan R=300/3.0x10e-3, R=100K. Ook vinden we hierin de anodestroom en - spanning terug, die bedragen 1.4mA en 160V. De versterking u is met pakweg 105x een flink stuk hoger dan bij het vorige instelpunt. De negatieve stuurroosterspanning bedraagt hier -1.13V, of het equivalent van een ~800R weerstand in de cathode.

Een anodespanning van 160volt is wel wat hoog om die DC-gekoppeld door te geven.
Andere instelling,

Anne

[SSassen]

Een anodespanning van 160volt is wel wat hoog om die DC-gekoppeld door te geven.

Zullen we het onszelf niet te moeilijk maken en d'r gewoon een stel koppelcondensatoren tussen zetten? Waar let je overigens op voor wat betreft de driver triode? Ik zit nu te kijken naar maximale dissipatie icm. maximale uitsturing bij max 5% vervorming (h2 + h3). Kandidaten tot dusver, in deze volgorde, zijn de 12BH7, de ECC99 en de ECC81, de ECC91 heeft een maximale dissipatie van 1.5W totaal (beide triodes gecombineerd), da's wat aan de lage kant als je flink uit wilt kunnen sturen want dan wil je d'r ook wat meer stroom doorheen duwen tenslotte.

[Ah!buis]

Je moet idd wel op een wat recht stuk van de Ia-Vg kurve zitten, ofwel een wat gelijkmatige verdeling van de -Vg lijnen in de Ia_Va grafiek.
De Pa max van de ECC91 is 1,5W per triode, 200V bij 7mA zit daar net onder.De Ra zou best wat groter kunnen (22k bijv.) zit het wat ruimer.
Ook nog even een andere instelling bijgevoegd (hogerop).
Anne

[SSassen]

Even wat instelpunten van diverse driver buizen met als insteek dat ik alleen gekeken heb naar maximale dissipatie icm. maximale uitsturing bij max 5% vervorming (h2 + h3).

12BH7 > 400V max, 3.5W max.
ECC99 > 400V max, 5W max.
ECC91 > 300V max, 1.5W max.
ECC81 > 300V max, 2.5W max.

Dissipatie volgt uit Ua x Ia x 2=Pdissipatie omdat het allemaal dubbeltriodes zijn. Dan volgt hieruit:

12BH7 > ~2.5W
ECC99 > ~2.6W
ECC91 > ~1.5W
ECC81 > ~1.8W

Geen idee of dit de juiste insteek is overigens, wellicht zie ik iets over het hoofd? Zo ja, dan hoor ik het graag.

[SSassen]

De Pa max van de ECC91 is 1,5W per triode, 200V bij 7mA zit daar net onder.De Ra zou best wat groter kunnen (22k bijv.) zit het wat ruimer.

Check! Zie hieronder voor een aangepaste simulatie, je zit totaal op ~2.5W met deze instelling.

[SSassen]

Als je vervolgens kijkt naar uitsturing is dit wel een interessant gegeven, daar blijkt dan namelijk uit:

12BH7 > 7.40V > 14.80Vpp
ECC99 > 6.94V > 13.88Vpp
ECC81 > 3.04V > 6.08Vpp
ECC91 > 2.63V > 5.26Vpp

Nu ontbreekt het mij aan feitelijke kennis en ervaring om hier een conclusie aan te verbinden, echter voor zover ik het kan beoordelen komen we met een 12BH7 het beste weg, met de ECC99 als een goede tweede? Of is dat te kort door de bocht? En zo ja, waarom? Graag een stuk onderbouwing hoe ik de hier gepresenteerde plots het beste kan interpreteren.

[Ah!buis]

De gegevens voor de ECC91 komen niet overeen met het datablad (zowel RCA,GE en Mullard).
Je hebt daar ong. -3V voor 7mA ,ik vind daarvoor -4V. En je moet ook niet 0V voor Vg als één kant van de uitsturing nemen, ligt meestal verder weg en naar nul uitsturen vervormt hoe dan ook.
In mijn tekening had ik Van -1 tot -7volt voor 130Vtt uit.
Anne

[SSassen]

Okay, dus om te voorkomen dat de vervorming te pan uit schiet hou je wat ruimte tov. de 0V lijn, dat klinkt logisch.

[Ah!buis]

Als je vervolgens kijkt naar uitsturing is dit wel een interessant gegeven, daar blijkt dan namelijk uit:

12BH7 > 7.40V > 14.80Vpp
ECC99 > 6.94V > 13.88Vpp
ECC81 > 3.04V > 6.08Vpp
ECC91 > 2.63V > 5.26Vpp

Nu ontbreekt het mij aan feitelijke kennis en ervaring om hier een conclusie aan te verbinden, echter voor zover ik het kan beoordelen komen we met een 12BH7 het beste weg, met de ECC99 als een goede tweede? Of is dat te kort door de bocht? En zo ja, waarom? Graag een stuk onderbouwing hoe ik de hier gepresenteerde plots het beste kan interpreteren.

Die ingangsspanningen zijn niet onmiddelijk zo belangrijk, hangen van de versterking van de buis af.
Eerst kijken wat we nodig hebben.Voor de KT88 max Rg1, bij vaste negatieve roosterspanning, 100k.
Om niet teveel invloed van die belasting te hebben neem de Ra van de driver vier...vijf x kleiner.
Uitsturen van de KT88 in klasseAB instelling iets van 50Vtop.
Eisen driver dan Ra 22k en 60Vtop uit.Dat geeft iets van 2,7mA erbij en eraf tov het instelpunt.
Bij kleine stroom worden de buizen steeds minder lineair, dus -2,7mA moet niet tot een te kleine stroom leiden.En +2,7mA mag niet door de Vg voorbij de -1V te moeten sturen.
Als dat gevonden is krijg je vanzelf benodigde ΔVg wat dan de verdere voorversterking bepaald.
Anne

[Ah!buis]

Nog even een voorbeeld van een instelling op een Mullard grafiek.Kun je ook 's doen met de andere types om te vergelijken.
Anne

[SSassen]

Eerst kijken wat we nodig hebben.Voor de KT88 max Rg1, bij vaste negatieve roosterspanning, 100k.
Om niet teveel invloed van die belasting te hebben neem de Ra van de driver vier...vijf x kleiner.
Uitsturen van de KT88 in klasseAB instelling iets van 50Vtop.
Eisen driver dan Ra 22k en 60Vtop uit.Dat geeft iets van 2,7mA erbij en eraf tov het instelpunt.
Bij kleine stroom worden de buizen steeds minder lineair, dus -2,7mA moet niet tot een te kleine stroom leiden.En +2,7mA mag niet door de Vg voorbij de -1V te moeten sturen.
Als dat gevonden is krijg je vanzelf benodigde ΔVg wat dan de verdere voorversterking bepaald.

Okay, dank voor de uitleg, dan gaan we gelijk eens kijken waar we uitkomen met bovenstaande in het achterhoofd en de buizen uit voorgaande reacties. Eerst eens met 300V voedingsspanning, omdat dat het maximum is van de ECC91 cq. de ECC81 en het dus zin heeft om eerst eens te kijken welke van de kandidaten het meest geschikt zijn voor toepassing als driver op 300V voedingsspanning.

Voor een Ra van 22K geldt dat Ra=Va/Ia, kortom, 22.000=300/Ia > Ia=13.63mA, daarmee leggen we het nullastpunt en het kortsluitpunt vast, namelijk op 300V/0mA en 0V/13.63mA, nu kunnen we de belastingslijn intekenen. We specificeren een Uinp van 2.5V, wat 5.0Vpp (Vtt) geeft. Als laatste vereiste moet de linker uitsturingslijn minimaal 1.0V van de 0V lijn af liggen, liever meer, dus hiermee kunnen we de stroom door de triode definiëeren. Ook volgt hiermee automatisch de maximale uitsturing op de X-as, kortom, alle informatie in één handige grafiek.

De 12BH7 combineert een lage vervorming, pakweg 1.7% met een uitsturing van 90Vpp (Vtt), da's net onder de vereiste 100Vpp (Vtt). De ECC99 doet het net wat beter wat uitsturing betreft, 1.9% vervorming bij een uitsturing van ruim 100Vpp (Vtt). De ECC91 gaat daar met een ruime marge overheen met 120Vpp (Vtt) maar de vervorming is wel 3x zo hoog met bijna 6%. De ECC81 is de hekkesluiter met zo'n 100Vpp (Vtt) maar wel ruim 12% vervorming. Nu eens kijken of de kaarten anders geschud worden op 400V voedingsspanning, we kijken dan alleen naar de 12BH7 en ECC99 omdat de andere buizen een maximale voedingsspanning hebben van 'slechts' 300V. Voor het nullastpunt en het kortsluitpunt geldt nu 400V/0mA en 0V/18.18mA.

De 12BH7 laat geen verrassingen zien, wederom een 90Vpp (Vtt) met een vervorming die is gedaald naar 1.2%. De ECC99 neemt hier echter een duidelijke voorsprong, ruim 110Vpp (Vtt) en de vervorming is gezakt naar 1.3%. Als ik de keuze moet maken zou ik hier kiezen voor de ECC99 op 400V, daarmee combineer je de benodigde uitsturing met de laagste vervorming.

[Ah!buis]

Ja, die ECC99 ziet er goed uit.Maar ontloopt de ECC91 niet veel, de resultaten die je krijgt zijn van verkeerde parameters van de simulatie.De 12BH7 en ECC99 kloppen wel.
De twee naast elkaar gezet,

Wat betreft die 400V, met de kathode op 100V ziet de buis een voeding van 300V.En koppel-C's er weer bij is wel een stap terug
Er is ook wat te zeggen voor eerst kathodevolgers dan de eindbuizen.
-Heb je geen last van verschuiven van de instelling eindtrap bij max uitgang/oversturing door opladen van koppel-C's via roosterstroom.
-De stuurtrap moet nog wel de hele zwaai leveren maar aan een veel kleinere belasting.
Anne

[SSassen]

Verkocht! Zoiets?

[SSassen]

En dan heb je even een moment dat je gewoon doet wat Henkjan al voorstelde, een uurtje knutselen, et voila, de voeding die eerder in dit topic de revue is gepasseerd is opgebouwd met de bekende plank en spijker methode.

[Ah!buis]

Verkocht! Zoiets?

Ah nee, zo krijg je nog steeds koppel-C's aan het rooster van de eindbuizen.
Meer zoiets,

Anne

[mtb]

Als je de voedingsspanningen gewoon stapelt, kan je toch makkelijk DC-koppelen?!
Zie bijv. (jouw!) Elektuur audio-special 1, blz.8.

[SSassen]

Als je de voedingsspanningen gewoon stapelt, kan je toch makkelijk DC-koppelen?!
Zie bijv. (jouw!) Elektuur audio-special 1, blz.8.

Doe gerust een voorzet! En helaas ken ik de Audio Special's niet uit m'n hoofd, maar zal morgen de betreffende editie eens opzoeken, dank voor je suggestie.

[SSassen]

KathVs.jpg

Bedankt Anne, ik zal hier morgen even in detail naar kijken en dit verder uitwerken in het schema.

[ray5150]

En dan heb je even een moment dat je gewoon doet wat Henkjan al voorstelde, een uurtje knutselen, et voila, de voeding die eerder in dit topic de revue is gepasseerd is opgebouwd met de bekende plank en spijker methode.

IMG_5899.JPG

[Ah!buis]

Nog wat verder gedaan.
Allemaal ECC82, na een buffer is de rest veel makkerlijker aan te sturen en vlug versterking teveel.
Met een µ=20 meer dan genoeg.Ook de max Vkf van 200V is prettig.
Als je wat variatie wil, een 5963 kan ook.Zelfde buis maar voor computergebruik gespecificeerd, wil (bijna) geen enkele audiofiel ze hebben , maakt ze veel goedkoper .
De BF871 is er maar één uit vele, voordelig bij EOO.
De problemen zijn, met die verschillende spanningen, wel naar de voeding verschoven zo
Anne

[SSassen]

Goed, even een uitstapje in een andere richting (sorry Anne, ik wilde even rommelen met transistoren!). Zoals eerder voorbij is gekomen in dit topic is de voeding opgebouwd met een LCLC filter en voldoende buffercapaciteit (1000uF totaal). Omdat we in een push-pull versterker de eindbuizen in tegenfase uitsturen wordt een eventuele brom-residue op de voeding in de uitgangstrafo effectief tot nul gereduceerd, kortom, voor de eindbuizen heeft het niet veel nut om een gestabiliseerde voeding in te gaan zetten, Ook wat betreft uitgangsimpedantie zit het hier wel snor, de laatste C uit de LCLC, een 500uF/500V condensator, wordt direct aan de B+ geknoopt.

Echter de voortrap en de driver voorzie ik natuurlijk het liefst van een zo stabiel mogelijke voeding, met een lage uitgangsimpedantie over minimaal het hele audio frequentiebereik en uiteraard met een lage brom en ruis. De eerste insteek is dan om gewoon ouderwets een zener met emittervolger te gebruiken, vooral door gebrek aan IC regelaars die met +500V uit de voeten kunnen, en omdat je met weinig componenten toe kunt, echter daarmee behaal ik niet het beoogde resultaat.

Goed, wat dan? Met een verschilversterker die wat wordt aangekleed met stroombronnen, cascodering en een (hele) dikke MOSFET op de uitgang kom je een heel eind, PSSR van dik 100dB van 0Hz-100kHz, ruisbijdrage van zo'n 20uV/Hz en een uitgangsimpedantie van pakweg 100mOhm van 0hz-100kHz. Leuk Sander! Puik stukje werk kerel! Mja, met als nadeel dat er nu meer complexiteit zit in de spanningsregelaar dan in de hele versterker, ik tel namelijk een stuk of 20 transistoren, een verzameling LEDs en diodes en een berg weerstanden en ander passief spul, kortom, da's te gek.

Dan is de vraag wat nu? Nu ja, d'r zijn wel wat opties, een normale regelaar optillen naar hogere spanningen met een string zenerdiodes b.v. maar mooier is om een normale spanningsregelaar 'zwevend' in de regelkring te stoppen van een regelaar die een hoog voltage kan regelen. Zodoende heb je toch de regulatie van een moderne regelaar maar ook de mogelijkheid om hoge voltages te regelen. Nu is dat geen nieuw idee, ergens begin jaren '80 kwam Michael Maida van National Semiconductor ook op dit idee en ontwierp hij de 'Maida regelaar', zie de link hieronder.

http://www.ti.com/lit/an/snoa648/snoa648.pdf

Nu is ditzelfde concept natuurlijk ook uit te voeren met moderne componenten. Ergens rond 2012 deed er op DIYaudio een ontwerp de ronde ook gestoeld op het Maida concept, alleen nu op basis van een LT3080, een spanningsregelaar IC met prima specs en ideaal geschikt voor gebruik in een Maida regelaar door de minimale stroom benodigd in het regelcircuit (10uA). Ik heb gisteren en vandaag even wat zitten stoeien met dat ontwerp en kwam er al gauw achter dat dit ontwerp, en vergelijkbare ontwerpen op DIYaudio, alles behalve stabiel waren, dus ben ik er maar even voor gaan zitten, en heb d'r weer iets moois van gemaakt.

Bovenstaand laat de simulatie zien met de 300V/50Hz wisselspanning enkelzijdig gelijkgericht met een enkele diode en 22uF condensator (geel) terwijl er aan de uitgang (blauw) 50mA (rood) aan stroom wordt gevraagd bij 200V, dus 10W uitgangsvermogen. Da's toch voorbeelding voor wat betreft regulatie, je ziet niks van die dikke zaagtand terug op de uitgang. Uiteraard laat de PSRR curve dit ook zien, hieronder afgebeeld, bijna 140dB van 0Hz-1kHz en bij 100kHz is d'r nog 110dB beschikbaar, een dikke prima dus, veel netter wordt het waarschijnlijk niet zonder die eerder genoemde karrevracht transistoren en andere onderdelen.

Inmiddels is de bestelling bij Farnell de deur uit en zal ik zo rond kerst dit ontwerp maar eens in elkaar solderen en aan de pijnbank hangen, om te kijken of die gesimuleerde resultaten ook in de praktijk stand houden. Uiteindelijk zal ik vier stuks van deze spanningsregelaars toe gaan passen in m'n versterker, twee per kanaal, één voor de buis in de voortrap en één voor de buis (of buizen) in de drivertrap.

Inmiddels zie ik dat ook Anne weer wat huiswerk heeft gedaan, waarvoor heel veel dank en waardering, zou ik dan in 2018 dit project toch tot een succesvol einde kunnen gaan brengen?

[SSassen]

Da's weer een juweeltje Anne, ik ga ermee aan de slag. Even voor mijn begrip, in een transistorversterker is teveel versterking geen punt, omdat je d'r toch een tegenkoppellus omheen legt, teveel versterking (open loop gain) wordt dan ingewisseld tegen bandbreedte, oftewel het -3dB punt ligt hoger in frequentie en dus is er in de bandbreedte gebruikt voor audio meer loop gain voorhanden en dus is de vervorming lager. Ik ga er gemakshalve vanuit dat voor een buizenversterker hetzelfde geldt, immers de rekenmethoden voor open en closed loop gain e.d. zijn hetzelfde.