Class-AB instelling en vermogen

[b_force]

Mm er valt inderdaad wel iets op te merken (alhoewel ik niet precies weet waar Anne heen wil).
Vdc bij Q1 neemt bijzonder veel toe wanneer de frequenties hoger worden.
Om een uiterste te nemen hier nog een extra simulatie van 10kHz (tov de vorige)

Vrms neemt juist weer iets af.


Ik denk dat Anne juiste die Vdc bedoelt.
Ik vermoed dat je die bij Q3 en Q4 gelijk wilt hebben.
De exacte reden ervoor weet ik even niet.
Maar dat kun je wel bereiken door C2 te verhogen.

Waar ik dan erg benieuwd naar ben, ik hoe dit aansluit op het temperatuurstabilisatieverhaal (leuk scrabblewoord)

edit:
Enige wat ik me kan bedenken is dat een grotere condensator fungeert als een soort buffer.
De spanning zal daar dus minder fluctueren.

[Ah!buis]

Laat ik het nog 's proberen,ben misschien van teveel achtergrond uitgegaan
Of je het bij 1kHz of 10kHz maakt niet veel,het verschil komt pas te voorschijn bij lage frequenties.
Deze schakeling reageert heel anders dan die met twee diodes en de OPA in 't midden.
Als de OPA naar + uitwijkt trekt ie de basis van Q4 mee en zoals het een emittervolger betaamt komt de emitter mee omhoog.Wat er ver aan de basis hangt doet er niet veel toe behave dat dat een extra belasting voor de OPA is.
Met een uitwijking naar de min zit de basis van Q3 via de schakeling met Q1 aan de OPA.In dat geval zitten de + en - bij Q1 verkeerom,doet ie het nog wel maar met een heel kleine versterking.Daardoor ziet de basis van Q3 niet zoveel als eerst Q4,gevolg een assymetrische uitsturing.
Nu C2 er bij.Zolang die op spanning blijft (voldoende dik) krijgt Q3 wel evenveel.Dat voldoede dik hangt af van de laagste toon die er nog onverzwakt door moet komen.
R3 en R4 zitten er enkel om de schakeling rond Q1 van voldoende stroom te voorzien en de,bij ruststroom horende,basisstromen te leveren.
Anne

[b_force]

???

Anne, laat ik dat niet net op de vorige pagina zien?
viewtopic.php?p=1590516#p1590516

[Ah!buis]

He ja,mooi stel simulaties bij lage frequenties .Ik weet niet hoe het kan dat ik die gemist heb,die van 10kHz hierboven wel gezien en toch ook teruggekeken .
Het effekt van de C tussen de basissen is minder dan verwacht.Blijkbaar wil de Q1 omgekeerd nog redelijk wat stroom trekken.
Er is toch wel wat te merken.Bij 50Hz is Vrms van de OPA 7,87V en aan de uitgang 6,8V ,verlies in de eindtrap 1,07V.
Hogerop mindert dat 0,86V bij 100Hz dan 0,66V 0,57V 0,52V 0,44V en 0,41V bij 1kHz.Eenmaal de 400Hz voorbij verandert er niet zoveel meer dank zij de C.Met 5µF ipv 470nF gaat het al goed bij 40Hz dus.
Voornamelijk een kwestie van vervorming.Zolang de C niet mee werkt moet de OPA een omgekeerd vervormt signaal leveren om aan de LS weer goed te zijn.
Dan de ruststroom en de temperatuur.Over Q1 komt een spanning afhangkelijk van de twee weerstanden (col/basis en basis/emitter),net genoeg om wat stroom door de eindtorren te krijgen.Als de temp.verandert,verandert ook de Vbe van Q1 en daarmee de spanning tussen de basissen van de darlingtons.Met een gelijke verandering overal blijft de ruststroom mooi hetzelfde.Is in 't echt niet zo,onderdelen warmen verschillend op,zijn niet pricies hetzelfde n de thermische geleiding is niet 100%.
Door een kleine weerstand in de emitterleiding van de eindtransistors te zetten,is daar wat aan te doen.Als de stroom wil toenemen (bijv. door opwarmen)neemt ook de spanning over de emitterweerstand toe.Moet Q1 niet allen spanning leveren voor de twee Vbe maar ook nog die van de emitterweerstanden.Bijft er minder over voor de eindtorren en de stroom zakt weer.Zo stelt zich een evenwicht in,min of meer temperatuur (en transistorverschillen) onafhangkelijk.
Anne

[b_force]

Ok duidelijk
De 10kHz simulaties was enkel om een nog duidelijker uiterste te hebben.
Waar die C dus 100% meedoet.

Hieruit begrijp ik dat het slim is om C2 te veranderen naar een hogere waarde.
Zitten er nog nadelen aan om die condensator redelijk hoog te maken?
Rond de 10-22uF ofzo (dan begin je dus vanaf 10-20Hz).
Ik heb dat ook nog gesimuleerd (momenteel niet bij de hand) en de vervorming schoot inderdaad omlaag (bij dezelfde bias-instelling)

Hebben de emitterweerstanden niet als nadeel dat je dempingsfactor slechter wordt, aangezien er nu een aantal weerstanden direct in serie staat?

[Ah!buis]

De serieweerstanden staan binnen de tegenkoppellus,maakt zo goed als niks uit.De openlus versterking,zonder de tegenkoppeling,wordt wel iets kleiner.Maar met de heel grote versterking van de OPA is dat de spreekwoordelijk druppel (niet die van het overlopen )
Anne

[b_force]

Ja inderdaad, dat klopt.
Dat bedacht ik me net ook tijdens het opruimen van mijn moeders schuurtje
Morgen weer thuis, dan zal ik weer even in de boeken duiken

edit:
Het lijkt me trouwens slimmer om voor Q1 een ander type transistor te nemen.
Eentje die zo tegen een koelblok geschroefd kan worden (tussen Q3 en Q4)
Kom je al snel bij een BD13x etc... (beetje overkill)
Of je moet zo'n ding gaan vast lijmen.....

[b_force]

En weer terug naar de simulatietafel

Na wat onderzoek heb ik begrepen dat emitterweerstanden rond de 0,1ohm zullen zijn.
Ik heb wel een paar websites gevonden met info, maar hoeveel gaat zoiets nog uitmaken?

Voor de rest nog wat aanpassingen aan het schema.
Meest ideale waarde voor de stroombronnen zou 0,9mA moeten zijn (volgens mijn simulatie).
Het valt mij echter op dat de stroom die wordt opgelegd door de BC547 wat lager ligt.

Zou het misschien slim zijn om hier sowieso een type transistor voor te nemen die makkelijk tegen koelblok geschroefd kan worden?

[Ah!buis]

Die stroombronnen hebben hier geen zin.Was anders toen de OPA de eindtrap aanstuurde in het midden van twee diodes.
Toen moesten de weerstanden,die je nu door stroombronnen wil vervangen,alle basisstroom leveren.In dit nieuwe schema komt de stuurstroom van de OPA.De weerstanden naar + en -voeding dienen alleen voor de ruststroom en de schakeling rond Q1.Met 1k tussen E en B komt daar 0,6V op dus een stroom van 0,6mA.Diezelfde stroom,op de basis-stroomQ1 na,gaat ook door de weerstand tussen B en C.Wil je in totaal spanning voor 4 diodes (2 per darlington) dan moet de weestand voor nog 3x0,6V zorgen ofwel 3k zijn.
Even ruim rekenen 0,6mA + zeg ook zoiets voor Q1+basis(rust)stroom darlington neem 1,5mA totaal.Met 15V voeding valt er over de aanvoerweerstand 14V (ong.1V eraf,B-E darlington)bij 1,5mA geeft iets minder dan 10k.
Dus laat die 10k maar zitten en niet 4k7+4k7 bij Q1 ,wel bijv.4k7 en 4k7/3 (1k5=1k+1k variabel)
Anne

[b_force]

Ok, ik dacht juist dat er verteld werd dat een stroombron beter zou zijn....
(ik wilde net gaan voorstellen of het ook met een FET kon, dat scheelt namelijk weer in componenten)

Zo wordt dan het schema (die andere dingen moet ik er nog even in verwerken).
Gaat het nog beter worden door een compound/ Sziklai paar te gaan gebruiken?
(dan moet de bias natuurlijk ook weer aangepast worden)

[b_force]

Goed, ik heb nog wat geoptimaliseerd.



Nu heb ik eigenlijk nog twee vragen.

Het is me opgevallen dat de waarde van R8+R9 zeer kritisch is.
Rond 3,4kohm zit een optimum, daarboven (en daaronder) ga ik ineens veel meer vervorming krijgen.
Rond dit optimum is de DC stroom vanaf de voeding ongeveer 760mA

Tijdens het simuleren viel het me echter op dat er nog ergens een optimum zit, dat is wanneer ik R8+R9 rond de 2,2kohm maak.
Het gevolg is wel dat DC stroom 2A wordt ipv 760mA!!!! (bij nader inzien is 1,2A ook al goed ipv 2A)
Wel is die waarde veel minder kritisch en kan R8+R9 meer variëren.

Welk optimum moet ik nu kiezen van die twee?

De andere vraag is wat nu mijn opgenomen vermogen wordt.
Is dat DC stroom * voedingsspanning + AC stroom * voedingsspanning?

[Pjotr]

Tijdens het simuleren viel het me echter op dat er nog ergens een optimum zit, dat is wanneer ik R8+R9 rond de 2,2kohm maak.
Het gevolg is wel dat DC stroom 2A wordt ipv 760mA!!!! (bij nader inzien is 1,2A ook al goed ipv 2A)
Wel is die waarde veel minder kritisch en kan R8+R9 meer variëren.

Ja dat is nogal grutjes, je hebt hem bij 2A ver in klasse-A gezet. De overname vervorming ben je dan helemaal kwijt.

Voor een AB ligt het optimum van de bias ergens tussen 50 mA en 200 mA als je hem tot ong. 50% uitstuurt.

Dit kun je het beste bekijken als je de op-amp helemaal weg laat en alleen de vervorming van de stroomtrap bekijkt.

[b_force]

OK, dan gebruik ik dus dit schema:

Om het simpeler te maken heb ik maar eventjes 1 weerstand genomen en die waarde veranderd van 1,8kOhm t/m 4kOhm.
Hier zie je de resultaten:

In laatste plaatje zie je duidelijk de onbalans in de spanningen.

edit:
Oeps ik zie een foutje in de grafiek.
Eventjes wat waardes overdoen (dat krijg je als je een "k" vergeet )

[Ah!buis]

Nou nou, 3/4A ruststroom niet erg rustvol,eerder iets van 50-200mA zoals Peter al stelt.
Moet niet al te laag,zou liever boven de 100mA blijven,want die Darlingtons worden in stappen aktief.Net zoiets als bij de schakeling zonder weerstand tussen de basissen van in 't begin,wat Peter nogal afkraakte .
Onder de 75µA komt enkel de basisstroom uit de emitteraansluiting,transistors doen nog niks.Tot zo'n 5mA moet één transistor het werk doen,nog geen Darlington.Pas daarboven zijn de beide transistors in aktie,met voldoende ruststroom zitten al die overgangen diep genoeg.Zo is de ene helft volop z'n mogelijkheden (stroomversterking) wanneer de ander onderin zit te modderen.
Het stroomverbruik hangt af van hoeveel eruit komt.In rust (afgezien van basisstroom en OPA) 2x15V x ruststroom.
Andere uiterste is een blokgolf van 10V (of misschien nog iets meer).Dan trekt er om beurten 10/4=2,5A uit de + en -15V.
Een vermogen van 15 x 2,5=37,5W .Met een voeding van 40W (+ en - samen) zit je dan wel goed.
Enkel voor muziek kan het wel minder,zelfs wel de helft
Anne

[b_force]

Zo zou hij moeten zijn.

Voor het BIAS-punt maakt dat natuurlijk niets uit (ging om lage waardes van de BIAS weerstand).

Ik begrijp alleen niet helemaal waardoor die bult ontstaat (rond 3,1kOhm)

[b_force]

Nou nou, 3/4A ruststroom niet erg rustvol,eerder iets van 50-200mA zoals Peter al stelt.
Moet niet al te laag,zou liever boven de 100mA blijven,want die Darlingtons worden in stappen aktief.Net zoiets als bij de schakeling zonder weerstand tussen de basissen van in 't begin,wat Peter nogal afkraakte .
Onder de 75µA komt enkel de basisstroom uit de emitteraansluiting,transistors doen nog niks.Tot zo'n 5mA moet één transistor het werk doen,nog geen Darlington.Pas daarboven zijn de beide transistors in aktie,met voldoende ruststroom zitten al die overgangen diep genoeg.Zo is de ene helft volop z'n mogelijkheden (stroomversterking) wanneer de ander onderin zit te modderen.
Het stroomverbruik hangt af van hoeveel eruit komt.In rust (afgezien van basisstroom en OPA) 2x15V x ruststroom.
Andere uiterste is een blokgolf van 10V (of misschien nog iets meer).Dan trekt er om beurten 10/4=2,5A uit de + en -15V.
Een vermogen van 15 x 2,5=37,5W .Met een voeding van 40W (+ en - samen) zit je dan wel goed.
Enkel voor muziek kan het wel minder,zelfs wel de helft
Anne

Mmm, ik had eigenlijk moeten meten zonder signaal.
De ruststroom is nu 180mA volgens mij (op het optimale punt)

Vraag ik me nog steeds af waar die bult vandaan komt....

[Pjotr]

Ik begrijp alleen niet helemaal waardoor die bult ontstaat (rond 3,1kOhm)

Zo te zien aan het schema meet je dat bij 20 kHz. Dan gaan allerlei traagheid effecten meespelen in de darlingtons. Bekijk het eens bij 1 kHz en 100 Hz. zul je ander uitkomsten krijgen.

Overigens heb je meer aan een spectrumplaatje dan aan sec een getalletje.

[b_force]

Ik begrijp alleen niet helemaal waardoor die bult ontstaat (rond 3,1kOhm)

Zo te zien aan het schema meet je dat bij 20 kHz. Dan gaan allerlei traagheid effecten meespelen in de darlingtons. Bekijk het eens bij 1 kHz en 100 Hz. zul je ander uitkomsten krijgen.

Overigens heb je meer aan een spectrumplaatje dan aan sec een getalletje.

Ok, ga ik dat ook nog even doen
De reden dat ik 20kHz heb gepakt, is omdat daar simpelweg de vervorming het hoogst is van de totale schakeling.

Wat voor "spectrumplaatje" bedoel je?
Vervormingsspectrum, frequentiespectrum, transient response?

Hier de waarde zonder signaal (en dus de ruststroom)
Bij 3500Ohm heb je zo'n 168mA nodig.

[b_force]

Nou Peter, bij 1kHz krijg ik exact hetzelfde gedrag.

[Pjotr]

Het zou heel goed kunnen. Het uitgang signal is rond het cross-overpunt de som (of het verschil, 'Tis maar hoe je het bekijkt) van 2 e-machten. Hoe dat dan in harmonischen uitpakt is moeilijk te voorspellen. Zo te zien ligt het minimum bij 160 mA en dat zou heel goed kunnen met deze darlingtons. Iets dergelijks gaf ik al eerder aan en ook dat daar een minimum in zit.

Wat je hier mooi kunt zien is dat de vervorming gelijk is aan wat je krijgt bij een bias van 1,5A in klasse-A. En dat daartussen de vervorming alleen maar hoger is. Het heeft dus weinig nut om een klasse-AB verder in klasse-A te zetten dan nodig. Dat heeft alleen nut bij heel zacht spelen waarbij de versterker volledig in klasse-A blijft,

[Ah!buis]

Vraag me af of die bult niet te maken heeft met het ogenblik in de sinus dat de versterker van A naar B werking gaat.Rond het nulpunt doen de twee eindtorren samen,hogerop is er een ogenblik dat de stroom in een van de twee nul wordt.Als dat op een gunstige plaats gebeurt is de vervorming het laagst.Kun je uittesten,met verschillende sterkte van stuursignaal zou dan de bult moeten verschuiven.
Anne

[Pjotr]

Verwacht niet dat dat minimum in de vervorming (het optimale instelpunt) veel verschuift met het signaal niveau Anne. In de praktijk heb ik daar nooit iets van gemerkt. Wat je wel krijgt is dat de vervorming wel relatief hoger wordt bij lagere signaal niveaus, dat is inherent aan een Klasse AB BJT versterker.

Uiteindelijk is er maar 1 instelpunt waarbij de overdrachtsfunctie van de stroomtrap een rechte lijn vormt. Bij alle ander instellingen zit er een knik, of zelfs 2 knikken in die overdracht. Behalve als hij volledig in klasse-A staat. Die overdracht kan Bart ook plotten met een DC analysis.

[Rudy]

Verwacht niet dat dat minimum in de vervorming (het optimale instelpunt) veel verschuift met het signaal niveau Anne. In de praktijk heb ik daar nooit iets van gemerkt. Wat je wel krijgt is dat de vervorming wel relatief hoger wordt bij lagere signaal niveaus, dat is inherent aan een Klasse AB BJT versterker.

Dat heeft eigenlijk meer met de meting te maken dan met de vervorming zelf, dit is zo omdat je THD+N meet , de THD op zich zal nooit groter worden naargelang het uitgangssignaal kleinder word. Eender welke klasse of type.

mvg Rudy

[b_force]

Uiteindelijk is er maar 1 instelpunt waarbij de overdrachtsfunctie van de stroomtrap een rechte lijn vormt. Bij alle ander instellingen zit er een knik, of zelfs 2 knikken in die overdracht. Behalve als hij volledig in klasse-A staat. Die overdracht kan Bart ook plotten met een DC analysis.

Ik heb zitten denken wat je nu precies bedoelt.

Bedoel je freq resp van de output tov de freq resp van die input ofzo?
Als ik namelijk gewoon een frequentie sweep doe (AC Analysis) dan zie ik echt geen verschillen (of nihil), bij de verschillende instellingen.

[Pjotr]

Die overdracht kan Bart ook plotten met een DC analysis.

Overdrachtsfunctie = Uu/Ui

Plot Uu t.o.v. Ui maar eens voor DC voor de verschillende bias instellingen. Zie je het vanzelf.