Sneak-preview, superlatieve klasse-A

[Bruno]

Het kán spelen, hoor. Stel dat je een gewone complementaire emittervolgereindtrap hebt en de biasspanningsbron (vbe multiplier) is niet laagimpedant genoeg (b.v. hij zit recht aan de eindtorren ipv aan de predrivers), en vervolgens wordt dat probleem gefikst door er een dikke elko aan te hangen, nou, dan heb je geheid van dat soort DC shifts. Punt is, we gaan het natuurlijk niet over zo'n lekke eindtrap hebben want dan kan je alles bewijzen.

[dekkersj]

Nee, ik stel dat er vervorming optreedt waaronder even orde. Dit veroorzaakt een DC shift, niet andersom.

Ik probeer duidelijk te maken dat we hier niet te maken hebben met een biasspanning met seriechoke en een capacitief gekoppelde input. Misschien kunt ge eens de schakeling opsturen die gij in gedachten hebt, want dat zal mogelijks e.e.a. verhelderen. Dat even vervorming in RF versterkers de bias doet schuiven is nogal wiedes. Maar we hebben het hier over heel andere schakelingen.

Nou, geef maar een schakeling. Ben nu bezig met wat basissimulaties. Ik sta open voor alles.

Groet,
Jacco

[Bruno]

Jij moet natuurlijk wel de schakeling voorstellen die het probleem gaat vertonen dat je wil aantonen.

[Bruno]

Ter verheldering van de andere lezers even een praktisch voorbeeld van hoe het veranderen van de bias bij even (asymmetrische) vervorming in zijn werk gaat.

Een type audioversterker waar het bias shift verschijnsel zich in deze zin voordoet, is een single ended triode versterker. Beeld je gemakshalve in dat er geen belasting aan hangt en de trafo dus alleen maar een spoel is. Op die manier is de enige stroom die door de voeding loopt een constante ruststroom. De versterker wordt met een vaste biasspanning voorzien. De roosterspanning is dus een vaste negatieve spanning met het signaal daarop gesuperponeerd.

Nu gaan we de versterker uitsturen. Bij de nuldoorgangen van de ingangssinus loopt de biasstroom. Bij de positieve toppen van de sinus is de steilheid van de buis groter dan bij de negatieve toppen. De anode gaat dus harder naar beneden willen zwaaien dan naar boven. Gevolg: netto gaat er meer stroom vloeien.

Zou je echter met tegenkoppeling de eindtrap lineariseren, zou het met dit probleem afgelopen zijn.

RF versterkertrappen zijn meestal opgebouwd volgens hetzelfde stramien (transistor/fet met een spoel in de collector/drain). Tegenkoppelen zit er bij 20GHz niet meteen in.

Normale solid state audio eindtrappen zijn echter push-pull schakelingen en de basissen zijn hard gekoppeld. Effecten zoals deze kunnen zich dan ook alleen maar voordoen in het voortraject. Maar eigenlijk is het wat bij de haren getrokken om vervormingsoorzaken zoals rammelende vbe multipliers onder deze noemer te schuiven.

[dekkersj]

Ik heb deze schakeling voor ogen:



De bases zijn knijterhard geschakeld middels een ideale spanningsbron. De emitterweerstanden zijn 0.1 Ohm en de transistoren zijn de voornoemde MJL3281A/MJL1302A.

Groet,
Jacco

[Bruno]

OK.

In een praktische schakeling als deze, zonder feedback, zou thermische vervorming zich manifesteren als een stijging van de vervorming bij lagere frequenties. Door gebruik van feedback zou de stijgende loop gain bij dalende frequenties het effect verdoezelen. Vandaar dat je bij een versterker met feedback een IMD proef moet uitvoeren om thermisch ontstane vervormingscomponenten bij hogere frequenties te laten ontstaan.

De simulatie gaat thermische vervorming niet meenemen. Klopt het dat jouw voorstel is dat er zich toch een soortgelijk effect zal voordoen? Ik weet namelijk nog steeds niet wat je wil demonstreren. Uiteraard gaat er bij menging van 50Hz en 4kHz een collectie IM producten ontstaan. Alleen zullen bij thermische vervorming deze produkten veel groter zijn.

Anders gesteld, als je 4kHz uitstuurt, en je meet alle energie boven de 4kHz, gaat bij aanwezigheid van een 50Hz signaal in totaal meer energie boven de 4kHz zitten dan zonder.

[dekkersj]

Wat ik wil demonstreren is dat ik geen thermische vervorming nodig heb om een instelpuntwijziging bij deze trap te verklaren. Als het instelpunt wijzigt, dan zullen de weegfactoren ook veranderen in de Taylor benadering. Ik heb gekozen 60 en 7 kHz met amplitude 4:1. Dit komt er dan uit:



En de DC instelling is als volgt:

Geen insturing (systeem in rust)
abs(Vbe,npn) = 0.695 V
abs(Vbe,pnp) = 0.754 V

Uitsturing bij 10 V amplitude 60 Hz:
abs(Vbe,npn) = 0.669 V
abs(Vbe,pnp) = 0.566 V

Zoals je ziet heeft de PNP in dit geval het meest te lijden en die zal meer vervormen dan zijn NPN-vriendje. In het spectrum zie je dan ook een sterke 3de orde harmonische vervorming ontstaan.

Groet,
Jacco

[Bruno]

Je hebt nog steeds niet bewezen dat bij de nuldoorgang van je ingangssignaal de stroom door beide torren anders is dan wanneer de ingangsspanning constant nul is (we gaan er gemakshalve van uit dat bij ingangsspanning nul de uitgangsspanning dat ook is, anders splits je de biasbronnen maar op in 2 stukken van 0.695 resp 0.754). Je hebt alleen maar aangetoond dat de gemiddelde vbe wijzigt. De gemiddelde vbe is echter niet de biasspanning. Net zomin als de gemiddelde collectorstroom de biasstroom is.

De biasspanning is de Vbe bij uitgangsstroom nul. De biasstroom is de collectorstroom bij uitgangsstroom nul. Bij het voorbeeld van de single ended triode versterker wijzigt die inderdaad. Bij de nuldoorgangen van een sterk signaal zal de anodestroom niet meer dezelfde zijn als wanneer er geen signaal is.

[dekkersj]

Je hebt nog steeds niet bewezen dat bij de nuldoorgang van je ingangssignaal de stroom door beide torren anders is dan wanneer de ingangsspanning constant nul is (we gaan er gemakshalve van uit dat bij ingangsspanning nul de uitgangsspanning dat ook is, anders splits je de biasbronnen maar op in 2 stukken van 0.695 resp 0.754). Je hebt alleen maar aangetoond dat de gemiddelde vbe wijzigt. De gemiddelde vbe is echter niet de biasspanning. [...]

Tuurlijk wel, het gemiddelde is het DC niveau. Je moet begrijpen dat het een FFT is op het spectrum en als ik bij f=0 kijk, is dat het gemiddelde of DC niveau. Daar kan ik ook niets aan doen: dan moet je Fourier boos aankijken. Het is een vrij complexe simulator die met opzet gebruikt is om verschil in instelpunt te bekijken. Of beter, het is een simulator die rekening houdt met varierende instelpunten van componenten in het circuit. Dat is vrij uniek, maar het komt me nu goed van pas.

Met andere woorden, de biasing van de tor onder deze dynamische omstandigheden is gewijzigd. Voor de PNP veel meer dan voor de NPN. Het is logisch dat er dan een heel ander nuldoorgangenplaatje ontstaat.

Groet,
Jacco

[Bruno]

Tuurlijk wel, het gemiddelde is het DC niveau.

Dus, volgens jou is de bias stroom niet gelijk aan de stroom die door de uitgangstorren loopt op het moment dat de stroom door de belasting nul is?

Met andere woorden, de biasing van de tor onder deze dynamische omstandigheden is gewijzigd. Voor de PNP veel meer dan voor de NPN. Het is logisch dat er dan een heel ander nuldoorgangenplaatje ontstaat.

Prima. Nu ga jij exact inzoomen op de nuldoorgang en op díe plaats de vbe's en ic's bepalen. En laten zien dat die anders zijn dan wanneer er geen signaal aanwezig is.

[dekkersj]

Dus, volgens jou is de bias stroom niet gelijk aan de stroom die door de uitgangstorren loopt op het moment dat de stroom door de belasting nul is?

Dat is de meest triviale: kijk in rust wat voor stroom er loopt. Dat kun je als definitiekwestie zien. Feit is dat de torren anders gebiased worden op het moment dat je er voornoemde periodieke stromen doorheen jast. Wat ik niet zeg is dat het precies moet kloppen, het zal in de buurt komen en het geeft in ieder geval aan dat de ene tor veel meer zal gaan vervormen dan de ander. De uitgangssinus zal waarschijnlijk een afgeplatte kant hebben.

Groet,
Jacco

[dekkersj]

[...]
Prima. Nu ga jij exact inzoomen op de nuldoorgang en op díe plaats de vbe's en ic's bepalen. En laten zien dat die anders zijn dan wanneer er geen signaal aanwezig is.

De DC niveau's bedoel je?

Groet,
Jacco

[Bruno]

Inderdaad. Ik stel voor dat, om de zaken zo helder mogelijk voor te stellen, je de schakeling dupliceert en van één van de twee exemplaren de ingangsspanning op nul zet. Vervolgens plot je in één spice plot VBE van beide PNP's en beide NPN's. In een tweede spice plot zet je de IC's van de vier transistoren. Uiteraard zijn de plots van de stille versterker horizontale lijnen. En dan ga je kijken of op de nuldoorgangen van het ingangssignaal, de plots van de signaalvoerende versterker die van de stille versterker exact snijden.

[dekkersj]

Inderdaad. Ik stel voor dat, om de zaken zo helder mogelijk voor te stellen, je de schakeling dupliceert en van één van de twee exemplaren de ingangsspanning op nul zet. Vervolgens plot je in één spice plot VBE van beide PNP's en beide NPN's. In een tweede spice plot zet je de IC's van de vier transistoren. Uiteraard zijn de plots van de stille versterker horizontale lijnen. En dan ga je kijken of op de nuldoorgangen van het ingangssignaal, de plots van de signaalvoerende versterker die van de stille versterker exact snijden.

Dat wordt voor vanavond, ik ga eerst naar huis rijden. Ik begrijp nog niet goed waar je naar toe wilt, maar kom er op terug.

Groet,
Jacco

[Bruno]

Ik begrijp nog niet goed waar je naar toe wilt.

Simpel. Aantonen dat de instelstroom, gedefinieerd als de collectorstroom bij afwezigheid van uitgangsstroom, niet wijzigt wanneer er een signaal aanwezig is. De niet-lineariteit van de Vbe's veroorzaakt bij uitmiddelen een schijnverschuiving, maar door op het moment van de nuldoorgang te kijken, komen we toch te weten wat het werkelijke instelpunt is.

[jeroen_d]

Logisch. Het instantane gedrag is waar het om gaat bij het bepalen van vervorming, hoezeer wijkt de golfvorm af van de originele aan de input, de gemiddelde amplitude over de tijd is niet relevant. Het gaat er niet om dat de PNP gemiddeld genomen een lagere Vbe heeft, het gaat erom op welk moment hij een bepaalde Vbe heeft.

Wel een leuke discussie zo, ik ben benieuwd hoe Jacco verder gaat met de sims.

[KT88]

Logisch. Het instantane gedrag is waar het om gaat bij het bepalen van vervorming, hoezeer wijkt de golfvorm af van de originele aan de input, de gemiddelde amplitude over de tijd is niet relevant. Het gaat er niet om dat de PNP gemiddeld genomen een lagere Vbe heeft, het gaat erom op welk moment hij een bepaalde Vbe heeft.

En hier komt dus de thermische vervorming om de hoek kijken.
De "gemiddelde amplitude over de tijd" is dus wel relevant in dit verhaal, immers, de instelling op de nuldoorgangen bij uitsturing is niet gelijk aan de rustinstelling zonder signaal.
Hoe zou dat nu komen?

Wel een leuke discussie zo, ik ben benieuwd hoe Jacco verder gaat met de sims.

Idem, ik geniet als simpel versterkerbouwertje intens van deze "Strijd Der Giganten"

[Bruno]

Nou dat is het dus. De instelstroom is in de praktijk inderdaad niet constant, maar die verandering is te wijten aan de veranderlijke temperatuur. Deze verandering zal je op de spice simulatie niet zien, omdat die met een constante chiptemperatuur rekent. De spice simulatie gaat dus geen thermische vervorming laten zien, maar ook geen instelpuntwijziging als gevolg van het niet-lineaire transfert van de eindtorren, omdat dat effect niet van toepassing is in dit soort schakeling. Op zich zou je dat vanzelf ook wel kunnen realiseren. De testsignalen zijn voor de transistoren zó traag dat je net zo goed elke keer enkel de DC vergelijking kan oplossen. Dus als hij door het nulpunt gaat, krijg je ook precies dezelfde uitslag als bij statisch nul. Bij (veel) grotere frequenties zie je wel een toename van de afgenomen stroom, maar die is dan aan ladingsopslag (staartstroom) te wijten, niet aan een reële wijziging van de biasspanning.

Een andere manier om in te zien dat de simulatie geen zoden aan de dijk zet voor "alternatieve" verklaring van thermische vervorming, is dat er geen enkel onderdeel in het simulatieschema zit dat voor een dergelijk trage tijdsconstante kan zorgen zoals die welke blijkt uit het groter worden van de vervorming bij lage (<100Hz) frequenties. Anders gesteld, als de simulatie een veranderend instelpunt zou moeten uitwijzen, hoe snel gaat dat dan? Hooguit meteen. Maar dan hebben we weer geen verklaring voor het laagfrequent karakter van het probleem.

[dekkersj]

Ik begrijp nog niet goed waar je naar toe wilt.

Simpel. Aantonen dat de instelstroom, gedefinieerd als de collectorstroom bij afwezigheid van uitgangsstroom, niet wijzigt wanneer er een signaal aanwezig is. De niet-lineariteit van de Vbe's veroorzaakt bij uitmiddelen een schijnverschuiving, maar door op het moment van de nuldoorgang te kijken, komen we toch te weten wat het werkelijke instelpunt is.

Nou, dan hoef ik dat dus niet te doen, want dat heb ik je al uitgelegd en getalsmatig ook al laten zien.

Voor de rest die het ook niet begrijpt, ik kijk (keek) dus naar het spectrum van het periodieke tijdssignaal dat vbe heet. Als je niet begrijpt dat het periodiek is dan houdt het op en trek ik mij terug. Als ik vervolgens kijk naar het DC niveau in dat spectrum bij die periodieke exitatie (twee sinusvormige signalen), dan constateer ik dat het veranderd is. Dat is een gemiddelde of DC niveau dat er altijd zal staan bij die exitatie, het verandert NIET!!!Wel als je er een ander ingangssignaal op zet. That's it and that's all. Als je dat niet (wilt) begrijpen, verdoe ik mijn tijd.

Overigens heb ik de junctietemp eens opgeschroefd naar 120 graden, dan krijgt ie het behoorlijk lastig. Ik weet natuurlijk niet of het waar is:

Vbe,npn in rust bij 120 graden: 0.678 V
Vbe,pnp in rust bij 120 graden: 0.743 V

Als ik dat vergelijk met de waarden zoals die gelden bij die tweetoon exitatie van hiervoor:
Vbe,npn niet in rust bij 80 graden: 0.669 V
Vbe,pnp niet in rust bij 80 graden: 0.566 V

En kan ik zonder meer concluderen dat thermische vervorming bestaat, maar dat het effect (bij deze schakeling) veel kleiner zal zijn dan de DC instelverschuiving.

Groet,
Jacco

[Bruno]

Plaats aub de spice plot die ik gevraagd heb. Zolang je dat niet doet geen verder antwoord van mijnentwege. Ik ga mijn tijd niet verdoen aan iemand die het verschil niet ziet tussen een gemiddelde en de instantane waarde. Ik vind 't reuze jammer voor je maar die plot moet er komen.

[dekkersj]

[...]Ik ga mijn tijd niet verdoen aan iemand die het verschil niet ziet tussen een gemiddelde en de instantane waarde.

Als ik jou was zou ik eens een cursus Fourier volgen. Dan begrijp je dat het HELEMAAL NIETS met een instantane waarde te maken heeft.

Groet,
Jacco

[voodooless]

Hou het wel netjes jongens! Zou jammer zijn als de discussie nu spaak loopt omdat men het een en ander niet van elkaar begrijpt.

[SSassen]

Jacco,

Ik vind 't bereinteressant zo'n discussie op de vierkante millimeter, maar je moet Bruno toch gelijk geven dat jouw simulatie geen rekening houdt met het in de praktijk variëren van de chip temperatuur. Je kunt deze alleen vastleggen op een bepaalde waarde en de simulatie nog 'ns doen. Daarmee leg je 't fenomeen wat ten grondslag ligt aan 't begrip 'thermische vervorming' natuurlijk niet vast, sterker nog, je kan er op die manier helemaal niks over zeggen. Of kan jouw simulator dingen die de doorsnee simulator (Spice) niet kan?

Met vriendelijke groet,

Sander Sassen
http://www.hardwareanalysis.com

[dekkersj]

Jacco,

Ik vind 't bereinteressant zo'n discussie op de vierkante millimeter, maar je moet Bruno toch gelijk geven dat jouw simulatie geen rekening houdt met het in de praktijk variëren van de chip temperatuur. Je kunt deze alleen vastleggen op een bepaalde waarde en de simulatie nog 'ns doen. Daarmee leg je 't fenomeen wat ten grondslag ligt aan 't begrip 'thermische vervorming' natuurlijk niet vast, sterker nog, je kan er op die manier helemaal niks over zeggen. Of kan jouw simulator dingen die de doorsnee simulator (Spice) niet kan?

Met vriendelijke groet,

Sander Sassen
http://www.hardwareanalysis.com

Als ik mijn best doe, dan kan ik die temperatuur inderdaad variabel maken. Maar veel zal het niet brengen, de Vbe's veranderen niet veel, zie een post hierboven van mij daarover. Ik ben nu de Ic's en Vbe's aan het uploaden waar Bruno om vroeg. Hopelijk begraaft dat de strijdbijl.

Groet,
Jacco

[KT88]

Vbe,npn in rust bij 120 graden: 0.678 V
Vbe,pnp in rust bij 120 graden: 0.743 V

Als ik dat vergelijk met de waarden zoals die gelden bij die tweetoon exitatie van hiervoor:
Vbe,npn niet in rust bij 80 graden: 0.669 V
Vbe,pnp niet in rust bij 80 graden: 0.566 V

En kan ik zonder meer concluderen dat thermische vervorming bestaat, maar dat het effect (bij deze schakeling) veel kleiner zal zijn dan de DC instelverschuiving.

Vergeet niet dat we het hier over BJTs hebben.
Die enkele tientallen mV verschil in basisspanning kunnen resulteren in enorme (naar verhouding) basisstroom verschillen, en dus ook in collector-emitterstroomverschillen, en dus in opwarming danwel afkoeling van de chip. Neem hierbij ook Rth van junction --->case mee, en de thermische traagheid van een koellichaam.

Ik weet dat volgens Ebers-Moll een BJT ook als spanningsmodel gezien kan worden (zou ik weer eens op moeten zoeken, die theorie is te lang geleden), maar uit de practijk weet ik dat tien mV meer of minder op de grens van open of dicht bij een BJT, het verschil kan uitmaken tussen echt dicht en vrijwel vol open, afhankelijk van de impedantie waar de basis van uitgestuurd wordt, en het type transistor.
Hier zien we ook duidelijk het verschillende karakter van de beide seksen, de PNP gedraagt zich heel anders dan de NPN.
Torren paren? Hoezo?

En dan is er nog de rest van de parameters, die zeer afhankelijk is van de temperatuur, zoals (parasitaire) capaciteiten, de Hfe, en eventueel dus ook Miller als de tor in GES staat, en nog wel meer factoren.

Ik moet eens achter een artikel zoeken van Artur Seibt, die heeft daar ooit eens iets moois over geschreven.
Zal het scannen en posten als ik het terug heb gevonden.
Had oa. te maken met na-ijl effecten, bij een kleine chip (ingangsverschiltrap bv.) na een grote puls, is de chip dusdanig opgewarmd dat het erop volgende signaal door de chip wordt geleid, terwijl deze onderhevig is aan een temperatuursstijging of daling, waarbij het signaal dus in de tijd bezien, vervormd wordt, vanwege de veranderende parameters gedurende de tijd die het signaal passeert.
Als ik me niet sterk vergis, doet loop feedback daar niets aan, daar het "error" signaal niet dezelfde weg volgt (want normaal gesproken sterk verzwakt is, dus de 2e helft van de differentiaal lijdt hier niet of minder onder).

Mijn excuses als het allemaal wat simpel en wellicht niet helemaal correct is verwoord, ik doe dit even uit de losse pols en het (lekke) geheugen, ik moet echt even dat artikeltje erbij hebben.