forum.zelfbouwaudio.nl

Hey SSassen,

Het lijkt mij dat de anti-parallel geschakelde diodes aan de ingang van de comparator dienen om deze te beschermen tegen te hoge differentiele ingangsspanningen?

Maar de uitgang van de integrator loopt op tot +- 0.7V, de clip spanning van de diodes. Is het niet de bedoeling dat de integrator al van richting verandert voor deze 0.7V bereikt word?

Misschien heb ik het principe van de PWM verkeerd begrepen, laat het dan maar weten. (Heb je misschien een link naar een goede beschrijving van de details van de (verwachtte) werking?

Inmiddels heb ik het schema aangepast, oa. door snelle schottky diodes in serie te zetten met de MOSFET's, dit verbetert het schakelgedrag duidelijk aangezien de diode in de MOSFET zelf erg traag is. Ook heb ik een Zobel op de uitgang aangebracht die zorgt dat de HF op de output effectief wordt weggefilterd en de versterker ook een belasting ziet als er geen luidspreker is aangesloten. Ik heb ook de weerstanden naar de spanningregelaars vervangen door 1MH spoelen, zodat ik hopelijk een nog betere PSRR (power supply rejection ratio) krijg. Maandag weet ik meer, want dan worden de onderdelen geleverd. Hieronder de laatste versie van het schema.

Semi-discrete SODFA half-bridge klasse-D (ver. 009)
http://hardwareanalysis.com/images/arti ... /11680.gif

Met vriendelijke groet,

Sander Sassen
http://www.hardwareanalysis.com[/img]

Hallo Sander,

ik hed het dus inderdaad verkeerd begrepen. Ik heb alles eens tegoei uitgedokterd, en begrijp nu beter hoe het werkt. Dus houd ajb geen rekening met mijn vorige mail.

Zijn er nog nieuwe resultaten van de versterker?

b2,

Druk doende, maar zoals gewoonlijk als je lekker bezig bent met iets komen er weer honderd dingen tussen. Vandaag of morgen een update, er is namelijk best wel weer wat vooruitgang geboekt.

Met vriendelijke groet,

Sander Sassen
http://www.hardwareanalysis.com

Beste Sander,

Als je dit soort dingen bouwt is is het zaak om hoogfrequent layout technieken in acht te nemen met zulke hoge stromen met erg steile flanken. Gewoon gaatjesboard is eigenlijk vragen om ellende. Kijk eens bij Farnell daar is gaatjesboard te krijgen met een aardvlak aan de bovenzijde.

Goed, om een lang verhaal kort te houden komt het erop neer dat ik na een aantal dagen simuleren met het SODFA concept in LTspice ik ook Bruno z'n AES paper er maar eens bij heb gepakt en een UcD variant van m'n versterker heb gemaakt. De resultaten daarvan zijn dusdanig goed dat ik mijn aandacht nu richting de UcD verschoven heb, immers waarom zou je meer steken in een minder goed ontwerp? Bij de simulatie met LTspice heb ik gebruik gemaakt van de volgende parameters en commando's.

SINE(0 x 10k) (x = 1 voor UcD, 0.7 voor SODFA)
.tran 0 500u 0 1u steady uic
.four 10kHz 10 V(OUTPUT)

Beide ontwerpen heb ik gemodelleerd met 28vrms output in een 8-ohm last. Beide ontwerpen maken gebruik van een 400kHz draaggolf frequentie, plus of min een paar kHz. Uit de THD resultaten (zie hieronder) blijkt duidelijk dat de UcD hier beter presteert en bij hogere vermogens betere resultaten neerzet.

Hieronder een tweetal screenshots van LTspice, in de linker bovenhoek de FFT functie met 'none' geselecteerd voor windowing, het 10kHz signaal aan de input is hier duidelijk zichtbaar. In de rechter bovenhoek dezelfde FFT plot maar nu is 'Hann' geselecteerd voor windowing. Linksonder een uitvergroting van het uitgangssignaal waarop de draaggolf duidelijk zichtbaar is. Rechtsonder uiteraard het model van de versterker.

ucd_class_d_002


sodfa_class_d_001


ucd_class_d_002 THD

Per .tran options, skipping operating point for transient analysis.
Changing Tseed to 1e-010
Changing Tseed to 1e-012
Heightened Def Con from 0.0005 to 0.0005
Fourier components of V(output)
DC component:0.173333

Harmonic Frequency Fourier Normalized Phase Normalized
Number [Hz] Component Component [degree] Phase [deg]
1 1.000e+04 2.672e+01 1.000e+00 174.20° 0.00°
2 2.000e+04 8.681e-04 3.248e-05 109.55° -64.65°
3 3.000e+04 4.190e-03 1.568e-04 -36.04° -210.24°
4 4.000e+04 7.609e-04 2.847e-05 -29.58° -203.78°
5 5.000e+04 3.966e-04 1.484e-05 -94.52° -268.72°
6 6.000e+04 2.910e-04 1.089e-05 158.48° -15.72°
7 7.000e+04 7.928e-04 2.967e-05 131.18° -43.02°
8 8.000e+04 2.310e-04 8.643e-06 137.23° -36.97°
9 9.000e+04 5.948e-04 2.226e-05 -173.89° -348.10°
10 1.000e+05 2.767e-04 1.035e-05 147.85° -26.35°
Total Harmonic Distortion: 0.016836%

sodfa_class_d_001 THD

Per .tran options, skipping operating point for transient analysis.
Changing Tseed to 1e-010
Changing Tseed to 1e-012
Heightened Def Con from 5.52581e-005 to 5.52631e-005
Heightened Def Con from 0.000486508 to 0.000486513
Fourier components of V(output)
DC component:-0.0286258

Harmonic Frequency Fourier Normalized Phase Normalized
Number [Hz] Component Component [degree] Phase [deg]
1 1.000e+04 2.645e+01 1.000e+00 167.79° 0.00°
2 2.000e+04 3.672e-03 1.388e-04 -97.61° -265.40°
3 3.000e+04 1.136e-02 4.294e-04 -56.04° -223.83°
4 4.000e+04 2.805e-03 1.060e-04 -76.36° -244.15°
5 5.000e+04 8.415e-04 3.181e-05 140.66° -27.12°
6 6.000e+04 3.277e-03 1.239e-04 -108.79° -276.58°
7 7.000e+04 3.673e-03 1.388e-04 -88.74° -256.53°
8 8.000e+04 4.050e-03 1.531e-04 -102.67° -270.45°
9 9.000e+04 3.128e-03 1.182e-04 -70.75° -238.54°
10 1.000e+05 2.682e-03 1.014e-04 -78.02° -245.80°
Total Harmonic Distortion: 0.054611%

Kortom, ik ben nog druk doende om een goed ontwerp neer te zetten. Een probleem met UcD is bijvoorbeeld dat de draaggolf frequenctie simpel gezegd bepaald wordt door de delay tussen de in- en output. In de Hypex UcD modules wordt dit ondervangen door een discrete comparator en driver voor de MOSFET's.

Bruno's UcD concept


Uiteraard kan je hier door een minder goede/snelle comparator te ontwerpen de delay makkelijk instellen, zelfde geldt voor de MOSFET driver. Helaas wordt het dan een 'balancing act' om al die discrete onderdelen goed op elkaar af te stemmen. Voor mij is dat lastiger aangezien ik zo min mogelijk discrete onderdelen wil gebruiken zodat het ontwerp altijd goed funktioneert, ongeacht toleranties van onderdelen.

UcD met R/C netwerk


Uiteraard kan je een R/C netwerk toevoegen aan de andere ingang van de comparator, zodoende heb je meer controle over de draaggolf frequentie, probleem is echter dat op deze manier ook de hysterise van de comparator verschuift en je dus te maken krijgt met niet-linieare vervorming, kortom dit werkt wel maar je krijgt er een probleem bij.

Sander's UcD concept


Inmiddels heb ik hiervoor een oplossing gevonden door een tweede comparator toe te voegen, zie hierboven, hierdoor kan je met het ervoor geschakelde R/C netwerk eenvoudig de draaggolf frequenctie instellen zonder de nadelen van het verschuiven van de hysterise. Ik heb dit nog niet eerder ergens gezien, ook niet op DIYaudio, dus wellicht had ik hierop patent moeten aanvragen? Inmiddels draait dit in LTspice als model en het werkt prima, maar ik hou de exacte uitwerking nog even voor me totdat ik werkelijk goede resultaten kan laten zien. Het grote voordeel is dat je snelle opamps en comparators kunt gebruiken en de schakeling veel beter in de hand hebt, het is geen 'balancing act' meer waarbij ieder onderdeel z'n bijdrage doet.

Met vriendelijke groet,

Sander Sassen
http://www.hardwareanalysis.com

.options plotwinsize=0
.options method=gear
.options noopiter=0
.options gmin=1e-016
.options abstol=1e-012
.options reltol=1e-010
.options chgtol=1e-012
.options trtol=10
.options vntol=1e-016
.options sstol=0.0001
.options numdgt=32

Mocht het je intresseren ...

Ik wacht stiekum nog steeds op die constructieve feedback

Met vriendelijke groet,

Sander Sassen
http://www.hardwareanalysis.com

man, ik heb t proberen te begrijpen al een blz geleden opgegeven...

SSassen schreef:

Inmiddels heb ik hiervoor een oplossing gevonden door een tweede comparator toe te voegen, zie hierboven, hierdoor kan je met het ervoor geschakelde R/C netwerk eenvoudig de draaggolf frequenctie instellen zonder de nadelen van het verschuiven van de hysterise. Ik heb dit nog niet eerder ergens gezien, ook niet op DIYaudio, dus wellicht had ik hierop patent moeten aanvragen?

Ik vrees dat je dan al te laat bent. Met het typen van je tekst heb je de kans op een patent tot 0 gereduceert Dat is het nadeel van resultaten publiceren

Maar erg interessant allemaal. Misschien kun je de draaggolffrequentie dynamisch maken ofzo, om zo de THD nog wat omlaag te breven (T-amp, anyone )? Ik blijf het volgen!

Als jij dat nou niet had gequoted kon hij het nog gauw deleten

Ik ben bekend met hoe het aanvragen e.d. van patenten werkt. Ik heb in het verleden een drietal aanvragen gedaan, maar helaas zijn die allemaal naar het rijk der fabelen verwezen door de aanwezigheid van 'prior art' maar goed ik had dan ook niet zo'n bijster getalenteerde 'patent lawyer' uit Silicon Valley in de VS. De beste man had moeite met het begrijpen van mijn concepten, maar helaas kon ik me geen betere veroorloven, al met al heeft dit alles me zo'n $30K gekost en ik heb er niks voor terug

Met vriendelijke groet,

Sander Sassen
http://www.hardwareanalysis.com

Tja, wat dat betreft geeft geeft het meer voldoening om het gewoon publiekelijk vrij te geven

http://www.opencores.org anyone

Deepspace,

Tja, wat dat betreft geeft geeft het meer voldoening om het gewoon publiekelijk vrij te geven

Precies, daar ben ik sindsdien heilig van overtuigd, rijk wordt je er toch niet van of je moet een medicijn voor een enge ziekte gevonden hebben.

Met vriendelijke groet,

Sander Sassen
http://www.hardwareanalysis.com

SSassen schreef:

Inmiddels heb ik hiervoor een oplossing gevonden door een tweede comparator toe te voegen, zie hierboven, hierdoor kan je met het ervoor geschakelde R/C netwerk eenvoudig de draaggolf frequenctie instellen zonder de nadelen van het verschuiven van de hysterise. Ik heb dit nog niet eerder ergens gezien, ook niet op DIYaudio, dus wellicht had ik hierop patent moeten aanvragen?

Geen idee waarom je extra delay wilt toevoegen. Als je iets niet wilt hebben in een feedbackloop dan is het wel een puur delay. Als je de frequentie wilt temmen kun je daarvoor beter de inductie temmen. Overigens heeft Bruno's UCD modulator geen hysterese in de comparator.

Peter,

Nee, zo werkt 't niet helemaal, zo is de 'feedback' per definitie geen feedbackloop. De carrier-frequentie bij een UcD wordt bepaald door de delay van de complete schakeling maar in het bijzonder de comparator en de MOSFET driver. Als je zoals ik gebruik wilt maken van IC's ipv. een discrete aanpak heb je hier dus weinig tot geen invloed op aangezien je de schakeltijd van een comparator IC niet kunt aanpassen zonder de werking te verstoren (als voorbeeld gaf ik het toevoegen van een R/C netwerk).

Kortom, om efficient de draaggolf-frequentie te kunnen bepalen zonder het hele ontwerp van voor tot achter precies daarop te moeten afstemmen gebruik ik een tweede comparator met aan de ingang een R/C netwerk. De draaggolf-frequentie is nu eenvoudig in te stellen onafhankelijk (!) van de andere karakteristieken van de schakeling die ook op hun buurt weer individueel zijn in te stellen zonder dat ze invloed op elkaar hebben, of slechts zeer marginaal.

Het grote voordeel is dat je nu snelle comparator en MOSFET driver IC's kunt gebruiken waardoor de schakeling in z'n geheel zeer efficient is, maar ook veel preciezer. Dit is uiteraard voor een versterker met HiFi aspiraties een groot pluspunt. Ik zeg daarmee absoluut niet dat de UcD modules dit niet zijn, alleen zijn deze zoals de Amerikanen zeggen 'a though act to follow' omdat het hele ontwerp exact op alle componenten is afgestemd, niet erg DIY-friendly dus, vandaar wellicht ook dat we ook nog geen UcD clones gezien hebben. Wat ik voorstel is een veel universeler benadering waardoor je ook zonder een volledig op elkaar afgestemde discrete opbouw goede resultaten kunt bereiken.

Dat dit geen gebakken lucht is blijkt wel uit de THD resultaten die uit de simulator komen, de hier gepresenteerde schakeling levert >0.02% THD bij 100-watt in 8-ohm en dat is vergelijkbaar met wat de Hypex modules presteren en dus zeker geen slechte waarde. Met wat meer moeite is er zelfs meer uit te halen, zo had ik vanmiddag een schakeling in de simulator draaien met de TDA8939 als eindtrap en die liet waardes zien van >0.006% bij 60-watt in 8-ohm.

Dus nodig zo'n R/C netwerk? Nee, het is geen must, in een goed uitgedacht en exact uitgemeten discreet ontwerp is het niet nodig. Handig en beter geschikt voor DIY? Dat zeer zeker wel, omdat je veel meer invloed hebt op de diverse ingredienten van het UcD recept, waardoor ook met standaard IC's, of een minder uitgeplozen discreet ontwerp, goede resultaten zijn te behalen.

Met vriendelijke groet,

Sander Sassen
http://www.hardwareanalysis.com

SSassen schreef:

Peter,

Nee, zo werkt 't niet helemaal, zo is de 'feedback' per definitie geen feedbackloop. De carrier-frequentie bij een UcD wordt bepaald door de delay van de complete schakeling maar in het bijzonder de comparator en de MOSFET driver. Als je zoals ik gebruik wilt maken van IC's ipv. een discrete aanpak heb je hier dus weinig tot geen invloed op aangezien je de schakeltijd van een comparator IC niet kunt aanpassen zonder de werking te verstoren (als voorbeeld gaf ik het toevoegen van een R/C netwerk).

Als de feedback geen feedback zou zijn zou het ook geen versterker zijn Het klopt wel dat de delay's meespelen en daarvoor zit ook het lead-netwerkje er in. Maak je het delay groter dan heeft dat een behoorlijke beperking van de audiobandbreedte tot gevolg omdat je dan meer moet compenseren met het lead netwerkje. En is het te klein dan zit je met een te hoge schakelfrequentie. Daar is dus een optimum in.

Maar als je comparator te snel is neem je toch een langzamere ... is nog goedkoper ook.

Overigens is Bruno's discrete comparator meer een clippende gebalanceerde versterker met veel minder gain dan een IC comparator. Dat heeft zo zijn voordelen mbt het generen van allerlei verstorende hf herrie.

SSassen schreef:

Het grote voordeel is dat je nu snelle comparator en MOSFET driver IC's kunt gebruiken waardoor de schakeling in z'n geheel zeer efficient is, maar ook veel preciezer.

Misschien is dit wel een tip:

http://sound.westhost.com/highspeed.htm

Hij is wat lastig te verbouwen, maar blijkt ook zeer goed te werken als I/V convertor voor DAC's

Beste Sander

Even een vraagje tussendoor. Je opteert voor chips voor de diverse functies. Ergens op diyaudio.com zag ik een idee van iemand met discrete componenten. IMHO heb je dan meer in de hand om het te optimaliseren.
Waarom geen hogere schakelfrequentie? In audio hebben we toch liever een bandbreedte van 100 kHz .....??
Btw patenten in elektronica zijn inderdaad vrijwel onhaalbaar en doorgaans weinig zinvol omdat het met een kleine wijziging door slimme jonmgens toch omzeild wordt. Zonde van de tijd (en geld).
John

John,

Volledig discreet gaat uiteraard ook, alleen waarom zou je al die moeite doen als er IC's te krijgen zij die alle functionaliteit (en meer) al aan boord hebben? Zowieso is het daarmee makkelijker te bouwen en dat past natuurlijk prima in het karakter van DIY. Daar komt bij dat dergelijke snelle comparators en MOSFET drivers moeilijk discreet te maken zijn zonder een zeer uitgekiend ontwerp en idem PCB layout. Hier is 90% van het werk al gedaan door de fabrikant van het IC.

Hogere schakelfrequentie kan natuurlijk maar dat heeft verder niks met de bandbreedte te maken. Bij klasse-D wordt de bandbreedte hoofdzakelijk bepaald door het kantelpunt van het L/C netwerk aan de uitgang. In mijn ontwerp komt daar nog bij de beide R/C netwerken aan de semi-differentiele ingang die de opamp veilig stellen voor zelf-oscillatie door beperking van de bandbreedte, anders zou deze bv. kunnen oscilleren op een aantal MHz of meer.

Met vriendelijke groet,

Sander Sassen
http://www.hardwareanalysis.com

Okay Sander
Dat van die chips is duidelijk. Wel denk ik dat het discreet eenvoudiger is (minder componenten dan binnen die chips) en bovendien zijn sommige chips (w.o. Philips) voor de hobbyist moeilijk verkrijgbaar.
Van een paar MHz hoeven we niet bang te zijn als de ingangs op amp het maar aan kan. Groot voordeel bovendien is de veel kleinere spoel aan de uitgang. Te denken valt zelfs aan 2 x LC in serie!
Met 400 kHz schakelfrequentie heb je, bij een audio bandbreedte van 100 kHz, toch een vrij fors restsignaal op de uitgang als je met 12 dB filtert.
groeten
John

John,

Van een paar MHz hoeven we niet bang te zijn als de ingangs op amp het maar aan kan. Groot voordeel bovendien is de veel kleinere spoel aan de uitgang. Te denken valt zelfs aan 2 x LC in serie!
Met 400 kHz schakelfrequentie heb je, bij een audio bandbreedte van 100 kHz, toch een vrij fors restsignaal op de uitgang als je met 12 dB filtert.

Dan verplaats je 't probleem alleen maar hoor, als je bv. op 600KHz draaggolf gaat zitten heb je nog steeds 't zelfde restproduct op de uitgang staan, alleen nu van een 200KHz hogere frequentie. Daar komt bij dat de schakelverliezen in de MOSFET's snel toenemen bij hogere frequenties, je rendement gaat dus omlaag, daarnaast wordt je layout kritischer en ook wat EMC betreft ga ja natuurlijk veel meer HF uitstralen.

Met vriendelijke groet,

Sander Sassen
http://www.hardwareanalysis.com

Hoe gaat ie Sander? Komt er al iets ordentelijks uit je versterker?

B.t.w. kwam op zoek voor een powerMOS uitgangsstage voor een ander project (een motorcontroller) de TDA8939 tegen. Lijkt mij geknipt voor jouw project. Al eens bekeken?

Moet je wel een speciaal printje voor maken maar dat is toch the way to go voor dit soort projecten.

Peter,

Lees de eerste post nog eens door, de TDA heb ik maanden geleden al gebruikt in een ontwerp. Ik heb inmiddels al het een en ander spelende maar heb besloten er geen uitgebreid verslag meer van te doen, er is toch geen animo voor gezien het uitblijven van de reacties hier.

Met vriendelijke groet,

Sander Sassen
http://www.hardwareanalysis.com

SSassen schreef:

maar heb besloten er geen uitgebreid verslag meer van te doen, er is toch geen animo voor gezien het uitblijven van de reacties hier.

Met vriendelijke groet,

Sander Sassen
http://www.hardwareanalysis.com

Nou, dank je wel voor de complimenten

Maar zonder gekheid waar heb jij die TDA8939 vandaan? Zoek er een paar voor mijn projectje