Temperatuuronafhankelijke ruststroomregeling.

[mtb]

Ik heb deze oplossing toegepast op een Circlotron-achtige complementaire MOSFET-versterker met een 'zwevende' symmetrische voeding aan de uitgang:

Met een vaste spanning voor Vq (hier ca. 8V3) verloopt de ruststroom gevaarlijk op van 100mA tot 200mA bij een temperatuurverloop van 25 tot 125°C, maar met de ruststroomservo rond IC2 blijft ie keurig op 100mA.
Voor IC1 kan je je favoriete audio-opamp gebruiken, want de de aansturing van de eindtrap is zo wel erg makkelijk.
IC2 kan gewoon een LM358 o.i.d. zijn en door voor R14 een instelpot te nemen kan je de ruststroom naar believen instellen.
Er zijn nog wel wat pijnpunten, omdat de eindtorren voor een hoge versterking zorgen en gauw kunnen gaan oscilleren, maar volgens mijn simulaties zijn ze stabiel tot een RL van 1kΩ.
Als je nog verbeterpunten ziet, hoor/zie ik dat graag voordat ik 'm opbouw, want deze schakeling is geschikt voor (zeer) hoge uitgangsvermogens!

[ds23man]

[Ah!buis]

Als je nog verbeterpunten ziet, hoor/zie ik dat graag voordat ik 'm opbouw, want deze schakeling is geschikt voor (zeer) hoge uitgangsvermogens!

Komt me bekend voor, even zoeken, en jawel viewtopic.php?f=7&t=17697&p=1627946
Anne

[mtb]

Ik begin natuurlijk eerst met een huiskamerversterker van ca. 25W om het principe te testen, voordat ik de PA-markt betreed met dikkere versterkers:

De +/-15V-voeding gaat na 10ms aan en 100ms daarna uit, het ziet er goed uit, ook met niet echt complementaire MOSFET's: de Vgs-instelling scheelt meer dan tweemaal!
Ik ga de IRLZ24/IRF9Z24 gebruiken, die meer op elkaar lijken, maar daar heb ik geen modellen van.
De voeding voor de opamp's kan je makkelijk met zeners van de 'zwevende' symmetrische voeding afleiden.
De simulatie wordt wel erg gecompliceerd en daarom heb ik de ruststroomservo-Vq vervangen door een spanningsdeler R17/18 en de versterking rond IC1b aangepast voor de lagere voedingsspanning.

[mtb]

Ik heb dit idee van Anne geprobeerd te simuleren:

want het is wel een handige temperatuuronafhankelijke ruststroominstelling, maar hij is niet stabiel te krijgen en oscilleert aan alle kanten.
De OpAmp's staan te schakelen en worden niet lineair gebruikt, ik heb dit zo opgelost:

Zonder tegenkoppeling (R19) versterkt ie ca. 500x, vervormt maar een paar procent en de bandbreedte ziet er goed uit voor een openloop-versterker.
Maar de fase-draai is te heftig voor een fatsoenlijke tegenkoppeling en met R19 aan de uitgang begint de ellende weer.
Als iemand nog een goed idee heeft hoor/zie ik dat graag, anders laat ik het maar zitten!

[Ah!buis]

de fase-draai is te heftig voor een fatsoenlijke tegenkoppeling en met R19 aan de uitgang begint de ellende weer.
Als iemand nog een goed idee heeft hoor/zie ik dat graag, anders laat ik het maar zitten!

Was maar een idee, stroomregeling van de eindtrap. Zo is de max stroom ook makkelijk te beperken met de drie diodes op de ingang eindtrap.
De grote capaciteit aan de poort van de fet zal wel de boosdoener zijn.
Misschien de tegenkoppeling opsplitsen, een over de eindtrap en een over het geheel.Is de openlus versterking over de hele versterker kleiner.
Zoiets bijv.,

Anne

[Chocomel]

Je zou ook een compound pair kunnen gebruiken in de eindtrap, dan is de ruststroom vooral afhankelijk van de temperatuur van de drivers nauwelijks van de eindtorren. De biastransistor moet dan thermisch verbonden zijn met de drivers in plaats van de eindtorren en kan dus sneller reageren. Verder kan je de drivers overbemeten, dan hebben ze een grotere warmtecapaciteit en verandert hun temperatuur dus niet snel.
http://sound.whsites.net/articles/cmpd-vs-darl.htm#s4

[mtb]

De Sziklai-schakeling ken ik en heb ik al genoemd in viewtopic.php?f=7&t=25809.
@Anne, ook met blokkeerdiode's blijven de OA's schakelen, wel minder maar toch nog te veel, het moet allemaal zo lineair mogelijk.
Maar ik gebruik nu de LT1058 (≈TL074) met een slew-rate van ≥10V/μs in plaats van de beroerde 0,4V/μs van de LT1014/LM324, ik had daar eerder aan moeten denken!
En met gate-weerstanden van 100Ω, blijft de fase-draai binnen de perken, zodat je nu wel stabiel kan tegenkoppelen.

[Ah!buis]

@Anne, ook met blokkeerdiode's blijven de OA's schakelen, wel minder maar toch nog te veel, het moet allemaal zo lineair mogelijk.
Maar ik gebruik nu de LT1058 (≈TL074) met een slew-rate van ≥10V/μs in plaats van de beroerde 0,4V/μs van de LT1014/LM324, ik had daar eerder aan moeten denken!
En met gate-weerstanden van 100Ω, blijft de fase-draai binnen de perken, zodat je nu wel stabiel kan tegenkoppelen.

Die zes diodes maken weinig uit, gaan pas geleiden als de sturing teveel stroom in de uitgangstrap zou veroorzaken.
Het verschil met de eerste versie zijn de twee 10k weerstanden voor een tegenkoppeling rond de eindtrap.
Als kleinere poortweerstanden een oplossing geven is dat ook mooi.
Anne

[mtb]

Met de blokkeerdiode's bedoel ik die in de tegenkoppeling van de OA's en je kan beter de stroom begrenzen met het vastlopen van de OA dan met de zes diodes voor een stabielere regeling.

[Wieger61]

Check de versterkers van Cambridge Audio. Of kende je die al? Ze gebruiken/gebruikten (?) transistoren met temperatuurmeting middels diodes op de chip van de transistor zelf en daarmee elektrisch verbonden, waardoor met een geschikt schema de ruststroom zeer snel aan een temperatuurverandering op de chip aan te passen is. Check de SAP15P of SAP15N en het schema dat ik van SANKEN heb gevonden:

[MarcelvdG]

Waarom stoppen ze nu vijf dioden in de PNP-Darlington en maar 1 in de NPN-Darlington, in plaats van elk twee?

[Wieger61]

Geen idee, maar het werkt.

[Shadow]

Hysterese creëren?

[mtb]

Die transistoren ken ik, optimaal zou natuurlijk 2 (of 3 vanwege de lage stroom) diode's per darlington zijn, maar het zal wel niet anders kunnen.
Maar ik zoek een eenvoudige/goedkope oplossing en heb Anne's idee verder verbeterd:

ICa,b worden inverterend gebruikt, wat de stabiliteit ten goede komt.
De openloop vervormt nog geen 1% en met tegenkoppeling bedraagt ie minder dan 0,1%.
Hij is 'zonder' belasting (R17/18 en R19/C2 vormen een minimale belasting van maximaal 1/4W) ook stabiel.
De uitgangsimpedantie is met zo'n 0Ω3 buizenachtig, zodat ie een 'warme' buizenklank heeft.

[Ah!buis]

Och ja, variaties op een thema
Die diodes in de signaal/tegenkoppeling is niet zo mooi.
Als je de opa als inverter wil lijkt me het zo beter .
Anne

[mtb]

De diode's in de signaalweg zorgen ervoor dat de OA's niet gaan schakelen, D1/2 nemen het schakelen over en door de inverters heb je nu stroomsturing, wat lineairder is dan de eerder gebruikte spanningssturing, zie mijn post van 5 en 6 maart j.l.

[Ah!buis]

Ja, ik zie wat je bedoelt. Zodra de fet gaat sperren komt er geen terugmelding van de stroom meer, wordt de opa overstuurd.
Als ie daar niet goed mee overweg kan moet dat wel voorkomen worden.
Zou zo kunnen, zitten de diodes niet in 't signaal.
Anne

[mtb]

Dat scheelt wel wat, maar niet genoeg, zoals ik al eerder gezegd heb!

[Ah!buis]

Dat scheelt wel wat, maar niet genoeg, zoals ik al eerder gezegd heb!

Ik zie het probleem niet zo De diode zorgt ervoor dat de opa niet overstuurd raakt als de stroom door de fet wegvalt en de diode komt pas in aktie als de fet spert, komt niet op de uitgang.
Anne

[mtb]

De OA schakelt van ca. 4Vgs naar -0V6 met blokkeerdiode of -10V zonder bij de NMOS en andersom bij de PMOS.
In beide gevallen haal je teveel gate-lading weg, wat tot cross-over schakelpieken leidt als ie weer aan moet en voor oscillaties kan zorgen.

[Ah!buis]

De OA schakelt van ca. 4Vgs naar -0V6 met blokkeerdiode of -10V zonder bij de NMOS en andersom bij de PMOS.
In beide gevallen haal je teveel gate-lading weg, wat tot cross-over schakelpieken leidt als ie weer aan moet en voor oscillaties kan zorgen.

Aha, ik had begrepen dat de opa raar kan reageren bij oversturen
Maar als dit met die teveel/te weinig lading bij een spanningssprong dan kan 't wel zo lijkt me.
Anne

[mtb]

Bedankt Anne, was het maar zo eenvoudig, maar ik krijg de openloop niet onder 3% THD en met tegenkoppeling 1% door gemene schakelpieken!
Met BJT's in plaats van diodes is ie nog beter:

Zonder tegenkoppeling minder dan 0,1% THD en met minder dan 0,01% en dat bij 50W@4Ω!
Voor R5/6 kan je beter een instelbare Vbe-multiplier nemen om het temperatuurverloop in de kast van ca. 20 tot 40°C te compenseren en de ruststroom constant te houden, want die is zonder 4%/°C!

[Wieger61]

Dus elke keer dat de basgitarist even aan zijn gitaar plukt en de transistorchip daardoor 10 graden omhoogschiet om langzaam te dalen, heb jij je vervormingsburst op je uitgang ...

[mtb]

Nee, want zo snel warmt de kast niet op!